Güç elektroniği dendiğinde kullanılan en önemli malzemelerden biri de güç diyotlarıdır. Bu güç diyotlarının da çeşitleri bulunmakta ve bu çeşitlerden biri de Schottky diyottur. Peki schottky diyot nedir? Ne işe yarar?

Kaynak:

► Wikipedia
► Tübitak 

EMI Filtre Dizaynı

EMI kelimesi ingilizce electromagnetic interference olup, türkçe karşılığı ise elektromanyetik etkileşimdir. SMPS gibi yüksek frekans kullanan, çok hızlı biçimde voltaj ve(ya) akım sinyalleri değişen sistemler, etrafına ve bağlı olduğu şebekeye yüksek frekanslı sinyaller yaymaktadır. Bu yüksek frekanslı sinyaller ise, çevredeki hassas cihazları etkileyebilmektedir. Özellikle, yüksek frekans yayan filtresiz cihazla aynı şebeke hattını kullanan hassas cihazlar, yüksek frekanslı sinyallerden oldukça etkilenmektedir.

EMI filtre dizaynına başlamadan önce iki tür gürültü türünü bilmemizde fayda olacaktır.

İlki common – mode denilen, şebeke hatları olan faz ve nötr arasında bulunan, şebekenin toprağında yer almayan ve bu yüzden sadece faz – nötr arası ölçümde görülebilien gürültü, parazit türüdür.

Differential – mode ise, şebeke hatları ile toprak arası ölçülebilen parazit türüdür.

Bu iki tür parazit ise, kendine has filtre dizaynları ile azaltılabilmektedir.

Yukarda (a) da common – mode, (b) de ise differential – mode parazit türlerini görmektesiniz. Aslında bu tür parazitler conducted yani iletilen parazit türleridir ve şebeke hatlarını yada SMPS deki topolojiye göre değişebilen bazı yerleri kullanırlar. Radiated denilen, yayılan gürültüler ise, havada yüksek frekans gürültü sinyali olarak yayılmaktadır. Bizim şu an kontrol etmeye çalıştığımız ise conducted gürültü türleridir.

Yukada ise, common – mode ve differential – mode filtreleri içeren EMI filtresini görmektesiniz. Cx ve Cy kapasitörleri de EMI filtre dizaynında yer almaktadırlar.

Bi yukardaki resmin (a) da common – mode akımlarının nasıl olduğuna dikkat ederseniz, parazit sinyalinin H1 den girip H2 den çıktığını görebilirsiniz. Bu da bize, common – mode bobini dizayn ederken sarım hakkında ipucu vermektedir. Parazit sinyali H1 den girip, H2 den çıktığı için, common – mode bobininin bu iki zıt akımı engelleyebilmesi için iki farklı sarımın aynı nüve içinde olması gerekmektedir. Bu parazit sinyalini engelleyebilmenin yada azaltabilmenin tek yolu, bu iki zıt sinyalinin aynı nüvede ters akı yaratacak şekilde sarım yapmaktır. Şöle ki, üst resimde görebileceğiniz üzere, common – mode bobinleri aynı nüvede ve aynı fazda olacak şekilde sarılmıştır. Aynı fazda sarılan nüveler, farklı fazlarda yani, parazit sinyalinin H1 e noktalı sarımdan girerken, bobinin öbür tarafından noktasız yerden girecektir. Bu yüzden bu iki parazit sinyali aynı nüvede farklı yönde akı üreterek birbirlerini söndüreceklerdir. Toroid nüve resmi üzerinden açıklamayı daha sonra yapmayı düşünüyorum. Differential – mode bobinleri ise farklı nüvelerde sarılan farklı bobinlerdir fakat değerleri aynıdır. Bu bobinlerde ise differential – mode parazite yüksek empedans gösteren bobinlerdir. Değerleri ise common – mode bobinlerden daha düşüktür. EMI filtresinin toplam tepki hızını düşürmemek için differential – mode düşük endüktanstan oluşmaktadır.

Bu formülde ise, fsw anahtarlama frekansı, Att ise aldığım kaynağın belirttiğine göre seçilebilecek iyi bir değer olan,  -24dB parazit sinyalin zayıflama değeridir. Yani Att yerine -24 yazılmalıdır. fc ise seçilen filtrenin corner (köşe) frekansıdır. Bu da, bu formülde çıkacak olan frekansın, -24dB değerde azaltılacağını söylemektedir.

0.707 olarak girilen değer ise damping factor yada türkçesi sönümlendirme, azaltma faktörüdür. Bu değer en az olarak 0.707 seçilmelidir. Kaynakta fc frekansı 50kHz anahtarlama frekansına göre 12.5 kHz çıkmıştır. Burada bulunan L endüktansı ise, common – mode filtresi için kullanılan bobinlerin değeridir. RL ise, hat empedansıdır ve varsayım olarak 50 alınmıştır. Formülden çıkan C kapasitansı ise bi önceki devrede yer Cy kapasitörleridir. Bu kapasitörler ise minimum 2500VRMS voltaj değerine sahip olmaları gerekmektedir. Bu gereksinimden dolayı yukardan çıkan C kapasitans değerinde bu kadar yüksek voltaja sahip kapasitör kimi zaman bulunamayabilir. O yüzden 2500VRMS voltaj değerinde bulabileceğiniz en yüksek kapasitanslı kapasitörü seçip, fc aynı kalacak şekilde, L yi formülden çekebilirsiniz.

Faz – nötr arasında yer alan Cx kapasitörlerin değerleri ise, 0.001uF ile 0.5uF arasında değişmektedir.

Buradaki Ld bobin değeri ise, differential – mode bobinlerin endüktans değeridir. Damping factor ise burada minimum 0.5 alınmalıdır.

Yukardaki resimde, common – mode bobinini toroid ferrite nüve üzerinde nasıl saracağınızı göstermektedir. L1 ve L2 yi faz ve nötr olarak kabul edip parazitin L1(a) dan girip L1(b) den aynı anda çıktığını varsayarsak, sarımın toroid nüve içinde farklı akı yönü gösterecek şekilde akı ürettiğini gözlemleyebilirsiniz. 3mm lik izolasyon için aralık bırakılacağı da kaynaklarda vurgulanmaktadır. Buradaki nüve ferrite olmak zorundadır. Kaynaklarda, DC akımın burada dolaşmayacağı için, ferrite nüve seçilebileceğinin altı çizilmektedir.

Buradaki L2 bobini ise differential – mode bobinleridir. Burada, bobinin peak akımlarını kaldırabilmesi için bobinin powder core nüvelerden seçilmesi gerektiği kaynaklarda yazmaktadır. Peak akımlarının süresi burada şebeke frekans düzeyinde olduğu için, nüveyi saturasyona sokma etkisi vardır. Bu yüzden differential – mode bobin nüveleri powder core nüveler seçilmektedir.

Aşağıdaki tablodan AWG ye göre, sisteminizin şebekeden çekmiş olduğu max RMS akımına göre teli seçmelisiniz. EMI filtresinde kullanılacak olan bobin telinin tek tel seçip sarabilirsiniz. Deri etkisi EMI filtresinde göz ardı edilebilmektedir. Tablonun sağ tarafında, chassis wiring ve power x-mission olmak üzere iki ayrı gruba ayrılmıştır.

Chassis wiring, eğer sarım şekliniz birden çok teli paralel bağlama şeklinde, demet halinde olmayıp, tellerin herhangi biri diğer tellerin içinde kalmayacaksa ve tüm tellerin hava ile teması sağlanacaksa, hava sirkülasyonu varsa seçilmelidir. Yani sadece tek tel kullanacaksanız chassis wiring bölümündeki akımları baz alabilirsiniz.

Power x-mission (power transmission) ise, teller demet halinde, birbirine paralel sarılıp, diğer tellerin içinde kalan tellerin hava sirkülasyonu sağlanmıyorsa seçilmelidir. Birden çok teli paralel sarmanız halinde, power x-mission sütunundaki akımları baz almalısınız.

MOSFET ve IGBT Sürme Teknikleri

Mosfet ve igbt gibi anahtarlama elemanlarının yüksek frekansla çalıştırdığımız zaman, anahtarlama işlemlerini, açılıp kapanma işlemlerini olabildiğince hızlı yapabilmek zorundalardır. Kimi zaman bu hızı artırma amacı ile kimi zaman PWM sinyalinin gate ucuna daha temiz ve düzgün gelmesi amacı ile çeşitli sürme teknikleri uygulanmaktadır.

Mosfeti yeterince hızlı sürebilmek için, GS uçları arasına mosfeti saturasyona sokacak miktarda voltaj uygulamamız gerekmektedir ve ayrıca, hızlı bir şekilde deşarj edebilmek için de entegreye doğru olan direnç miktarını da düşürmek zorundayız. Gate ucu kapasitansa sahip olduğu için, mosfeti bir kapasitör gibi düşünüp, kapasitörü şarj edip deşarj ettiğimizi söylesek yanlış olmayacaktır. Gate direnci mosfetin açılıp kapanma hızını belirleyen bir faktör olduğu için 27 ohm dan büyük direnç kullanılması önerilmemektedir. Büyük gate direnci kullanımı, anahtarlama kayıplarını artırır ve bunun yanında osilasyonlara sebebiyet verebilmektedir.

Igbt lerde gate ucuna sahip olup, mosfetlerle aynı gate karakteristiğini barındırdıkları için, tüm mosfet sürme yöntemleri igbt ler içinde kullanılabilmektedir.

Ground Referanslı Gate Sürme Teknikleri

Bu başlık altında anlatılacak olan tekniklerde, mosfetin source bacağı ile PWM yada driver entegresinin referans noktası aynı nokta olmaktadır.

1) PWM Direct Drive (Direkt Sürme)

Push pull tarzı bir topoloji dizayn etmemiz gerekmediğinde, tek çıkıştan tek mosfet sürmemiz gerektiğinde ve yer, fiyat açısından tasarrufa gitmeyi amaçlıyorsak direkt sürme tekniği kullanılabilir. Aşağıdaki resimde bu örneği görebilirsiniz.

Burada yer alan GND ucu ile mosfet source bacağı arasındaki mesafe parazitik endüktansın değerinde önemli bi rol oynamaktadır. Bu parazitik endüktans, out pininden gate ucuna ve oradan gnd ucuna gelen bir döngünün içinde yer alır ve gnd ile gate arasındaki mesafe anahtarlama hızını düşürerek, gate sinyalinde ringing dediğimiz osilasyonlara sebebiyet verebilmektedir. Bu endüktansı azaltmak için daha geniş PCB yolları kullanılabilir. Diğer bi sorun ise, PWM entegresinin akım sınırının düşük olabilmesidir. Bu da gate kapasitansının çekeceği akımı kaldıramayabileceği anlamına gelmektedir. Ayrıca, bu akım entegreye göre yüksek olabildiği için, entegre içinde güç harcaması yüksek olur ve entegrenin ısınması anlamına da gelebilir. Ani çekilen gate akımı ile birlikte entegre çıkışında current spike dediğimiz, akım sıçramaları meydana gelip entegreye hasar verebilir.

Buradaki, VCC ile GND arasındaki kapasitör bypass kapasitörüdür ve mosfetin on olduğu durumda çekilecek ani akımı sağlamaktadır. Bu kapasitörün değeri aşağıdaki denklemler aracılığı ile bulunabilir. Bu kapasitör olmadığı durumda ise, ani çekilen akım ile birlikte VCC voltajıda ani olarak düşebilir. Güç sabit olduğu için, düşen voltajla birlikte, ani yükselen akım meydana gelip entegreye hasar verebilir. Bu kapasitör, ani çekilen, mosfetin on olduğu durumdaki akımda, VCC voltajını sabitleyerek akımıda sabitlemiş olmaktadır. Böylece, voltajda düşme olmadığı gibi, akımda da yükselme engellenebilmektedir.

I akımı burda, çıkış on olduğu durumda, PWM entegresinin yada driver entegresinin I source High akımı olarak geçebilir. Buradaki I akımını datasheetden bakıp en küçük akımı alabilirsiniz. Dmax ise, çıkışların max on olduğu durumdaki duty cycle oranıdır. fdrv ise, PWM entegresinin yada driver entegresinin o çıkıştaki frekansıdır. Yani anahtarlama frekansıdır diyebiliriz. Qg ise toplam gate şarjıdır ve mosfetin datashetinden öğrenilebilir. Bu değer, gate voltaj genliğine ve mosfet off durumundaki drain – source voltajına bağlıdır. Genelde Qg değeri, grafik üzerinden gösterilmektedir. Delta V ise, bypass kapasitörü üzerindeki ripple voltajıdır. Delta V değerini yüksek bi değer olmadıkça kendiniz bi değer girebilirsiniz. Hesaplamak istemiyorsanız, genelde kullanılan değerler olan 0.1uF ile 1uF kullanabilirsiniz. Hiç kullanmamaktan iyidir fakat denkleme göre seçeceğiniz kadar iyi olmayacağını aklınızda bulundurmalısınız.

Dikkat etmemiz gereken diğer bi husus ise, çıkışında bipolar transistörleri olan PWM ve driver entegrelerinde, direkt sürme tekniği uygulamasında, çıkıştaki bipolar transistörleri ters akıma karşı korumak için, uygun koruma önlemleri alınmalıdır. Bunun için çıkışa şekildeki gibi hızlı diyotlar bağlanmalıdır. Çıkıştaki NPN transistörleri akımı tek yönde sağlayabilmektedir. High side NPN, yukardaki NPN, low side olan aşağıdaki NPN off durumunda olduğunda, on olacaktır. GND ile mosfet source bacağı arasındaki istenmeyen parazitik endüktanslar ise, akımın çift yönde ileri geri dolaşabilmesine olanak sağlayabilmektedir. Bu yüzden bu ters akımları yönlendirecek bir yol belirlenmelidir, Bunun için hızlı diyotlar şekildeki gibi bağlanmaktadır. Bu diyotlar ve bypass kapasitörü çıkışa olabildiğince yakın olmalıdır.

2) Bipolar Totem Pole Sürme Tekniği

En popüler sürme tekniklerinden biri olan bipolar totem pole non-inverting sürme tekniği aşağıda gösterilmiştir. Non-inverting, out kısmında nasıl bir sinyal varsa, faz farkı olmadan gate ucuna aynen aktarması demektir. Bu sürme tekniği ise, akım sıçramalarına dayanabilmektedir.

Bu teknikte, ani akım sıçramalarının dolaştığı döngü daha küçük olduğu için, parazitik endüktans da daha küçük olmaktadır. Fakat, bu teknik ekstradan bypass kapasitörü içermektedir ve bu da yukardaki resimdeki gibi bağlanmalıdır. R ise burada, gürültüyü azaltmak için kullanılan dirençtir. Kimi kaynaklarda ufak bir endüktans değerinin de iş göreceği yazmaktadır. Rgate direnci ise opsiyoneldir kullanıcıya bağlıdır fakat Rb direnci, gereken gate empedansına ve NPN, PNP transistörlerinin hfe değerine bağlıdır.

Bu tekniğin avantajlarından biri, iki bipolar transistörünün, ters gerilim veya akımdan dolayı birbirini korumasıdır. Parazitik döngü alanı çok küçülebildiği için, Rgate direnci yok sayılabilmektedir. Ayrıca gate voltajını, Vbias + Vbe ve GND – Vbe ye limitlemektedir ve hızlı diyot kullanımı gerekmemektedir. Diğer bi avantaj ise, entegrenin yeterli gate akımını sağlayamadığı durumlarda kullanılabilmektedir. Aldığım kaynakta yazmasa da, başka bi yerde okuduğum kadarı ile yüksek frekanslı devrelerde bipolar teknikleri önerilmemektedir. Ne kadar yüksek frekanslarda olduğunu ise henüz bilemiyorum.

3) Mosfet Totem Pole Sürme Tekniği

Bu teknik, bipolar tekniğinin mosfetlerle yapılmış versiyonudur diyebiliriz. Bipolardak NPN, PNP çifti gibi, burda da P channel ve N channel mosfetler kullanılmıştır. Bipolardaki tüm avantajlar bu teknikte de mevcuttur fakat, bu teknik bir kaç dezavantaja sabittir ki buda bu teknikiğin neden daha az kullanıldığını açıklamaktadır. Bu teknikte, out kısmındaki sinyal gate ucuna ters olarak geldiği için, mosfetlerden önce out sinyalinin tersi alınması gerekmektedir. Diğer dezavantaj ise, mosfetler totem pole için kullanılacak bipolar transistörlerden daha pahalıdır. Mosfetlerin iç dirençleri daha düşük olduğu için, Vbias kaynağından daha fazla akım çekmektedirler. O yüzden Rgate direnci burda önemli olabilmektedir. Bunu azaltmak için zamanlama devreleri ve ilave logic devreleri kullanılabildiği söylenmektedir.

4) Hız Artırma Teknikleri

Mosfetin anahtarlama hızını artırmak için çeşitli devreler kullanılmak zorundadır. Bu devreler, gate ucunun daha hızlı deşarj olmasını sağlayarak, gate voltajının daha hızlı düşmesini böylece mosfetin daha hızlı kapanmasını sağlamaktadırlar. Mosfetin turn on hızı yani on olabilmesi açılabilmesi için gereken hız, genelde, turn off hızına ve doğrultma için kullanılan diyotların reverse recovery speed hızına bağlıdır. Daha hızlı anahtarlama, anahtarlama kayıplarını azaltabilir fakat turn off hızı artıran devreler osilasyonlara yol açabilmektedir çünkü di/dt ve dv/dt turn off oranları da artabilmektedir.

a) Diode Turn Off Devresi

Aşağıda görebileceğiniz üzere mosfetin off zamanı, gate direncine paralel olarak şekildeki gibi yerleştirilen hızlı diyotla azaltılmıştır. Burada off zamanı, diyotun reverse recovery speed yani ters toparlanma hızına bağlıdır. Optimum dizaynda, turn on hızı, diyotun anahtarlama karakteristiği ile uyumlu olmalıdır.

Burada turn on hızı Rgate direnci ile sağlanmaktadır. Turn off sırasında ise, gate akımı ise aşağıdaki formülün değerinden büyük olduğu durumunda, diyot aktif hale gelmektedir.

Burada, Vd,fwd diyotun forward voltage değeri olarak geçmektedir. Diyot on olduğu durumda, üstünden akım geçirdiği zaman ki üzerinde oluşan voltajdır. Rgate ise gate direncidir. Ig ise, gate akımıdır. Resimde görüldüğü üzere, akım dirençle karşılaşmayacağı için, gate kapasitansı daha hızlı deşarj olabilmektedir.  Dezavantajı ise, entegrenin çıkış empedansına doğru akımın deşarj olması gerektiğidir.

b) PNP Turn Off Devresi

Daha hızlı turn off yapabilmek için kullanılan en popüler yöntem ise PNP turn off devresidir.

Qoff transistörü ile, off zamanında mosfet için kısa yol sağlanmış olmaktadır. böylece gate direnci ile karşılaşmadan mosfet kapasitansı çok hızlı bi şekilde Qoff üzerinden deşarj olabilmektedir. Rgate yine turn on hızını belirlemektedir. Don ise, turn on akımı için yol sağlamaktadır ve ayrıca turn off akımının Rgate e gitmesini engellemektedir. Don ayrıca, Qoff u ters gerilime karşı korumaktadır.

Bu tekniğin en önemli avantajı, yüksek turn off peak akımlarını, Qoff transistörü üzerinden etkili ve hızlı biçimde deşarj etmektedir. entegrede harcanan toplam güçte yarıya düşecektir. Yani eskiden turn on ve turn off entegre içinde güç harcanıyordu fakat burada sadece turn on sırasında güç harcanacaktır. Bu devre aslında NPN transistörü diyotla değiştirilmiş olan totem pole tekniği gibidir. Totem pole daki gibi, bu teknikte, gate voltajını, Vdrv + 0.7V ile GND – 0.7V arasına sabitlemektedir.

c) NPN Turn Off Devresi

Qoff transistörü burada yine, gate voltajını mosfetin source ucundaki voltaja yakın tutmaktadır. Ayrıca entegreye enerji verildiği zaman, mosfetleri belli bi zamana kadar kapalı tutmaktadır. Fakat bu teknik, entegrenin çıkış sinyalinin tersini alarak kullandığı için, Qinv transistörüne ihtiyacı vardır. Mosfet on durumunda iken, Qinv transistörü akım çektiği için verimi de düşürecektir. Qinv transistörü saturasyona da uğradığı için, turn off zamanında gecikmeye yol açabilmektedir.

d) NMOS Turn Off Devresi

Eğer PWM entegresi veya driver entegresi birbirinin zıttı olan iki çıkış verebiliyorsa, aşağıdaki teknik kullanılabilmektedir. Bu teknik çok hızlı anahtarlama sağlamakla birlikte, gate kapasitansının da çok hızlı ve tamamen deşarj olmasını sağlamaktadır. Rgate yine burda turn on hızını belirlemektedir. Dezavantajı ise, iki tane mosfet kullanıldığı için ve toplam mosfet gate kapasitansıda arttığı için, entegrenin toplam vermesi gereken gate şarjı da artmaktadır. Yani total gate charge artmış olmaktadır. Bu şarjı da entegre sağlamak zorundadır.

Mosfet dv/dt Koruması

Mosfetlerde dv/dt korumasının önemli olduğu iki zaman vardır; biri turn on zamanı diğeri ise turn off zamanıdır. Turn on zamanındaki dv/dt oranı ise gate ile source arasına bağlanan direnç ile çözümlenirken, turn off zamanındaki dv/dt oranı ise, bildiğim kadarı ile senkron doğrultma kullanan anahtarlama çözümleri ile resonant converter lardır.

Gate – source arasına bağlanan direncin hesabı vardır fakat bu hesaplamada datasheetden öğrenemeyeceğimiz bazı gerekli parametreler olduğundan dolayı formülleri buraya koymanın bi anlamı olmadığını düşündüm. Fakat hiç koymamaktansa sıkça gördüğüm değerler olan 1k veya 10k direnç değerini gate – source arasına bağlamak şimdilik turn on dv/dt oranını düşürmekte yeterli olabilir. Bu değerlerden bazıları Rgi dediğimiz internal gate direnci yani gate in iç direncidir. Bu da kapasitörlerin ESR değerini ölçmek için kullanılan teknikle ölçülebilmektedir.

Bootstrap Tekniği

N kanala sahip mosfetleri high side da yani source bacağı floating olan (devrenin referans noktasına ulaşamayan) mosfetlerde, açıp kapama işlemini gerçekleştirebilmek için, gate voltajı her zaman source bacağına göre verilmelidir. Çünkü gate voltajının referans noktası her zaman mosfetin source bacağıdır. Mosfetin source bacağı ise half bridge, full bridge gibi topolojilerde çok yüksek voltaj değerlerine ulaşabildiği için gate voltajı da her zaman source bacağının bu yüksek voltajına göre verilmelidir. Yani örneğin, source bacağı 200V ise, gate voltajı 210V olmalıdır ki, VGS voltajı o zaman 210V – 200V = 10V olabilsin. Voltajlar çok yüksek değerlere çıkabildiğinden dolayı, high side mosfet sürme teknikleri dikkatli dizayn edilmelidir.

Mosfetleri sürmenin, özellikle high side mosfetleri sürmenin diğer bi yolu ise bootstrap tekniğini kullanan driver entegreleri kullanmaktır. Bu entegreler bootstrap kapasitörünü şarj için kullanarak, gate voltajının source voltajından her zaman bootstrap kapasitöründeki voltaj kadar fazla olmasını sağlar. Bu sayede mosfet ve igbt anahtarlaması yapılabilir.

C4 ve C3, VDD beslemesi ile ilgilidir. C4 transient gerilimleri önler, C3 ise beslemenin daha pürüzsüz DC olmasına yardımcı olur. D1, C1 ve C2 bootstrap kapasitörlerini VCC üzerinden, Q2 transistörü her on olduğu zaman, şarj olmasını sağlar. Dikkat ederseniz bootstrap kapasitörleri sadece ve sadece Q2 transistörü on olduğu zaman uçlarına +12V uygulanmaktadır. Bu sayede de şarj olabilmektedir. Şarj olan bu kapasitörlerin voltajı, Q1 i açmak için yani on yapabilmek için kullanılır. Q1 her on olacağı zaman source voltajına bu kapasitörlerdeki voltaj eklenir, böylece gate voltajı her zaman sourcedan kapasitör voltajı kadar fazla olmuş olur. Q1 in source bacağı floating node dur, yani toprağa göre referans alınamayan bir noktadır. Mosfeti on yapabilmek için Vgs voltajı uygulamanız gerekmektedir fakat bu voltaj her zaman mosfetin source bacağına göre + voltaj olmalıdır. Q2 nin source bacağı, besleme ile aynı referans noktasını paylaştığı için Q2 mosfet driver olmadan bile on yapılabilir. Fakat Q1 i on yapmanın iki yolu vardır, biri ir2110 gibi mosfet driver kullanmak diğeri ise gate drive transformer kullanmaktır. Mosfet driver da bootstrap kapasitör voltajı mosfeti aktif hale getirmek için kullanılırken, trafo da direk izolasyon sağlandığı için her hangi bi + voltaj ile mosfet kolayca aktif hale getirilebilir.

Bootstrap kapasitörü olarak tek tantal kapasitör yada bir elektrolitik bir seramik kapasitör kullanabilirsiniz. Şemada elektrolitik ve seramik kullanılmıştır. Bootstrap kapasitörünün değeri bildiğim kadarı ile çok önemli değil. Sadece çok büyük yada çok küçük değerde seçmemek gerekiyor. İnternette gördüğüm kadarı ile 30 ile 50kHz arasında 4.7uF ile 22uF arasında değişiyor. Frekans artıkça, kapasitörün değeri de düşmektedir.

İnternette gördüğüm ve denemediğim web tabanlı hesabı da kullanabilirsiniz.

http://www.silabs.com/support/Pages/bootstrap-calculator.aspx

R3 ve R4 e paralel bi schottky diyot ekleyebilirsiniz. Bu diyotlar ve bunlara paralel dirençler yanlış tetiklemeyi önlemektedir. Gate direncine paralel diyot ise, mosfetin daha hızlı deşarj olmasını sağlamaktadır.

Mosfet driverları şemadaki gibi floating node olan durumlarda, h-bridge gibi devrelerde kullanılmaktadır.

Tekniğin dezavantajlarını anlatacak olursak, high side mosfetin ve mosfetin source bacağına bağlı VS pinindeki negatif voltaj sıçramaları ile karşılaşılabilir. Bu negatif voltajlar, parazitik endüktans ile turn off hızına, di/dt oranı ile doğru orantılı olarak artmaktadır. Bu voltajlar, entegrenin çıkışı için sorun teşkil edebilmektedir. Şöyle ki, negatif voltaj sıçramaları, driver entegresindeki herhangi bir noktayı, referans noktası olan ground dan aşağı çekebilmektedir. Ayrıca, bootstrap kapasitöründeki voltajda negatif voltaj sıçramasından dolayı artabilmektedir buda entegreye ve mosfet gate ine zarar verebilir. Önlemek için bootstrap kapasitörüne seri direnç eklenebilir fakat buda bootstrap kapasitörünün şarj – deşarj hızını düşerecektir.

Negatif voltaj sıçramalarından korunmak için, yukardaki resimdeki gibi SRC (VS) pini ile GND arasına schottky diyot bağlanmalıdır. Schottky diyotun anot tarafı entegrenin referans noktasında olmalıdır. Bu devrede ise, Rgate direnci hem turn on hem turn off hızını belirlemektedir ve ayrıca ters, negatif voltaj sıçramaları olduğu durumda, schottky diyottan geçicek akımı da sınırlamaktadır. Bununla birlikte, bootstrap kapasitöründeki voltajda sabit kalacaktır. Bu devrenin tek dezavantajı ise, bootstrap kapasitöründeki şarj, Rgate üzerinden deşarj olmalıdır ki bu da Cbst ve Rgate in yer aldığı time constant dediğimiz şarj deşarj süresini belirleyen bir faktördür ve duty cycle ın 1 e yaklaştığı durumlarda sorun çıkartabilir.

Boostrap kapasitör denklemi yine datasheetden öğrenemeyeceğimiz parametreleri içerdiğinden buraya koymayı uygun görmedim.

AC Coupled Gate Drive Tekniği

Bu devrede, gate sinyali üzerinde bir takım değişiklikler yapılır. Bu değişiklik level shift olarak adlandırılır. Tekniğin asıl amacı, turn on ve turn off gate voltajlarını AC coupling kapasitörü ile değiştirmektir.

Yukardaki gibi AC coupled gate drive devresinde, gate Vdrv – Vcl ile -Vcl arasında bi voltajla sürülecektir. Vcl voltajı ise iki diyot tarafından belirlenmektedir. Bu tekniğin avantajı ise, turn off sırasında gate ucuna negatif polarlama vererek, gate kapasitansının daha hızlı deşarj olmasını sağlayabilmektedir. Böylece turn off hızını artırabilmektedir. AC coupling devresinin ana bileşenleri ise, Cc kapasitörü ile Rgs direncidir. Rgs direnci, enerjinin ilk verildiği sırada gate i source bacağına çekmektedir. Rgs direnci ayrıca, Cc kapasitörü için bir akım yolu sağlamaktadır. Rgs direnci olmadan, Cc kapasitörü uçlarında voltaj oluşmayacaktır. Teorik olarakta, her anahtarlama sırasında, kapasitöre aktarılan ve kapasitörden alınan gate charge (gate yükü, şarjı) aynı olacağından, net yük 0 olacaktır.

Cc kapasitörü ise yukardaki denkleme göre hesaplanmalıdır. Burda Qg mosfetin gate kapasitansıdır. fdrv ise o çıkışın frekansıdır. D ise max duty cycle dır. Burdaki t gibi olan şey tao dur yani RC zaman sabitidir ve Cc kapasitörünün şarj – deşarj süresidir. Enerji ilk verildiği sırada, Cc kapasitöründeki voltaj sıfırdır. Entegreye nerji ilk geldiği zaman, entegre çıkışı PWM vermeye başlayacaktır ve Cc üzerinde son değerine ulaşıncaya kadar voltaj oluşmaya başlayacaktır. Bu voltajın oluşma zamanı, zaman sabiti olan RC ye göre yani Rgs ve Cc değerlerine göre belirlenmektedir. Burdaki zaman sabiti anladığım kadarı ile kullanıcıya kalmış bir değerdir. Burda Cc kapasitörü üzerindeki ripple voltaj genliği Vdrv voltajının %10 u olarak alınmış ve ayrıca duty cycle da en kötü durum için 0.5 olarak denkleme konulmuştur.

Kimi kaynaklar Cc kapasitörünün mosfetin gate source kapasitansı olan Ciss kapasitansından en düşük 10 katı olarak alınması gerektiği yazmaktadır.

Transformer Coupled Gate Drive Teknikleri

Transformatör içeren gate drive teknikleri, sürücü entegrelerinin olmadığı zamanlarda tek çözümdü. Sürücü entegrelerinin dezavantajlarından biri olan turn on ve turn off gecikmeleri, gate drive trafosu içeren devrelerde yoksayılacak düzeydedir. Fakat gate drive trafoları, daha fazla yer kaplayabilirler ve ayrıca nasıl çalıştıkları iyi irdelenerek dizayn edilmelidirler. Gate drive trafolarının özellikleri ise;

- En az iki sarımlı olmalıdırlar. Bu iki sarım izolasyonu sağlamaktadır. Sarım sayıları oranı ile gate voltajı artırıp azaltılabilir fakat genelde gerekmemektedir.

- İdeal olarak bu trafolarda enerji saklanmamaktadır. Fakat, realistik olarak düşünecek olursak, nüvelerin birleşim yerlerinde çok küçük miktarda boşluk olabileceğinden dolayı, küçük miktarda enerji saklanabilmektedir. Bu enerji, sızıntı ve mıknatıslanma endüktansında yer almaktadır. Sızıntı endüktansını azaltmak verimliliği artırmak için önemlidir. Gate drive trafosu çok küçük güçte olmaktadır fakat yüksek turn on ve turn off peak akımlarını aktarabilmektedir. Turn on veya turn off gecikmelerini önlemek için sızıntı endüktansları minimuma indirilmelidir.

- Trafoda enerji saklanmayacağı için, her periyot sonunda, sarımların üstündeki ortalama voltaj 0 olmalıdır. Aksi takdirde oluşacak herhangi bir DC değer, nüve içindeki akının artmasına, nüvenin saturasyona gitmesine sebeb olacaktır. Daha önce hatırlarsanız, nüvede sadece Bac akısı vardır fakat DC değer olursa bu Bdc + Bac olur ki buda Bmax eskiden Bac iken, artık Bmax = Bac + Bdc olacağından nüvenin saturasyona girmesi kaçınılmaz olacaktır.

- Diğer bi konu ise, ana güç trafosunda, B-H döngüsünün yukarısını kullanan forward converter gibi topolojilerde, anahtarlama periyodunun önemli bir kısmı mıknatıslanma akımını resetlemek için saklanmalıdır, kullanılmalıdır. Aksi takdirde, mıknatıslanma akımı sıfırlanmayacağından, nüvedeki mıknatıslanma akımı sürekli artıp, nüve saturasyona gidecektir. İşte bu da max duty cycle ı limitleyen bir faktördür. Nadirende olsa, single ended gate drive trafolarında da sorun olabilmektedir çünkü çift yönlü mıknatıslanmayı desteklemek zorunda oldukları için, AC coupled şeklinde dizayn edilmeleri gerekmektedir. Çift yönlü mıknatıslanma, gate drive trafosundaki mıknatıslanma akımını sıfırlamak ve gate drive trafo nüvesini saturasyona girmesini engellemek içindir.

a) Single Ended Transformer Coupled Gate Drive Tekniği

Bu tür gate drive trafolu devrelerle, tek çıkışa sahip entegreler kullanılarak, high side mosfetler sürülebilmektedir.

Cc coupling kapasitörü, gate drive trafosundaki mıknatıslanma akımını sıfıra çekebilmek için, gate drive trafosuna seri olarak bağlanmalıdır. Cc kapasitörü olmadığı zaman ise, duty cycle a bağlı olarak, sarımlarda DC voltaj oluşup nüveyi saturasyona sokacaktır. Daha önce dediğim gibi nüvenin enerji saklama özelliği olmadığından, herhangi bir DC değerde nüve direk olarak saturasyona gidecektir.

Cc değeri, AC coupled gate drive devresindeki denklemden hesaplanmaktadır. Cc kapasitörünün voltaj değeri ise, Vc = D x Vdrv olmaktadır. Burada D yine duty cycle dır. Duty cycle daki ani değişimler ise, LC rezonans devresi oluşmasına neden olacaktır. Buradaki L mıknatıslanma endüktansı olup, C ise Cc kapasitansıdır. Bu rezonans efekti, Rc direnci denkleme göre konularak, azaltılabilmektedir.

Buradaki, Lm ise yine gate drive trafosunun mıknatıslanma endüktansıdır. Rc ise aslında entegrenin çıkış empedansını da içeren bir değerdir. Buradaki rezonans etkisi, gate voltajında yükselmelere veya azalmalara yol açabilmektedir.

Entegre çıkışı low state yani off durumunda iken, normalde akım sağlayan değil akım alan durumda olmaktadır. Fakat mıknatıslanma akımı sebebiyle, entegre bu durumda, akımı yine destekleyecek bi yapıda olmaktadır, yani akım yine entegre çıkışından çıkıp, döngü içerisinde dolaşmak zorundadır. Buda, entegre çıkışının, gate drive trafolarıyla kullanılması durumunda, çift yönlü akımlara dayanıklı olması gerektiğini göstermektedir. Eğer desteklemiyorsa, ek diyotlara ihtiyaç duyulmaktadır. Bu diyotlar schottky diyot olup, entegre çıkışına katodu, ground (referans) noktasına anodu gelecek şekilde bağlanmalıdır.

Geniş duty cycle aralıklarında ise, yukardaki devre, yeterli miktarda gate voltajı sağlayamadığı durumlar olabilmektedir. Bunun nedeni ise artan duty cycle ile, Cc kapasitöründeki voltajın artmasıdır. Artan Vc voltajı ile, turn off için gerekli negative bias (polarlama) voltajı artıp, turn on voltajı da ters orantılı olarak azalmaktadır. Bunu önlemek için aşağıdaki geliştirilmiş bi versiyonu olan devre kullanılmaktadır.

Bu devrede ise, Cc2 ve Dc2 kapasitör ve diyotları, sekonderdeki gate voltaj genliğini düzenlemek için kullanılmıştır. Eğer daha fazla negatif bias voltajı gerekiyorsa, Dc2 diyotuna ters olarak zener diyot ilave edilebilmektedir. Bunun örneğini AC coupled gate drive devresinde görebilirsiniz.

Bu formülde ise, Qg yine mosfetin gate yükü, şarjı, Delta Vc2, C2 kapasitöründeki belirlenen voltaj ripple değeri, Vdc2,fw, dc2 diyotunun forward voltaj değeri, Dmax, max duty cycle dır. Tüm parametreler yukardaki denklemlerle aslında aynıdır.

Yukardaki denklemde ise, Delta Vc1 yine C1 kapasitörü üzerindeki voltaj ripple değeri, Lm gate drive trafosununun primerdeki mıknatıslanma endüktansı ve D de 0.6 ile 0.8 arasında alabileceğimiz duty cycle değeridir. Burda max Cc1 kapasitans değeri farklı duty cycle değerlerinde çıktığı için duty cycle ın 0.6 ile 0.8 arasında alınabileceği kaynakta belirtilmiştir.

Hiç formül hesaplamak istemiyorsanız, bazı kaynaklarda belirtilen Ciss kapasitansının en az 10 katı büyük kapasitans değerini Cc1 ve Cc2 için kullanabilirsiniz.

Single ended devrelerinde gate drive trafoları AC coupled olduğu için, mıknatıslanma endüktansı değişken duty cycle ı olan değişken genlikli PWM sinyalini görür fakat daha sonra anlatacağım double ended olan half bridge gibi topolojilerde, gate drive trafoları sabit genlikte değişken PWM sinyalini görmektedir. Fakat tüm durumlarda da, gate drive trafoları B-H döngüsünün hem yukarısında hem aşağısında çalışabilmelidirler.

Gate drive trafolarının dizaynı ana trafonunkine benzemektedir. Sarım sayıları genelde 1:1 olmaktadır ve harcadıkları güç genelde yok sayılmaktadır. Sarımın basitliği açısından toroid nüve kullanılabilir. Fakat nüve materyali kesinlikle ferrite olmak zorundadır. Bu sayede mıknatıslanma endüktansını maksimum yapabilir, mıknatıslanma akımını minimuma indirebiliriz. Minimum mıknatıslanma akımıda, nüvedeki akıyı daha kolay sıfırlayabileceğimiz anlamına gelmektedir.

Tek tel ve sarım sayıları küçük olacağı için ve ayrıca çok düşük güçte bir trafo olacağından, göz kararı ufak bir nüve seçebilirsiniz. Büyük nüve de seçebilirsiniz bunun tek dezavantajı, fazla yer kaplaması olacaktır. Yukardaki denklemde Vtr, primer üzerindeki voltajdır. t ise max ton süresidir. Delta B ise peak to peak akı değişimidir. Ae ise seçtiğiniz nüvenin kesit alanıdır. Birimler ise V, us (mikro saniye), T (Tesla) ve mm^2 dir.

Burdaki grafikte volt-second çarpımının nasıl değiştiğini göstermektedir. Volt-second çarpımı ise, bi yukardaki formülde Vtr x t yazan kısımdır. Yani volt x saniye dir. Grafikte ise bu değerin normalize edilmiş yani max değeri 1 olacak şekilde çizilmiştir. Sol tarafa bakarsanız volt-second çarpımının, Vdrv x Tdrv a bölünmüştür. Tdrv burada periyottur. Delta B olarak 0.18T ile 0.25T arasında alabilirsiniz fakat nüve içindeki Delta B nin ne olacağını aslında kestirmek epey zordur çünkü bu kontrol döngüsünün hızına ve coupling devresinin zaman sabitine bağlı olmaktadır. Grafikte bulduğunuz normalize edilmiş volt-second çarpımını Vdrv x Tdrv ile çarpmanız gerekmektedir, böylece Vtr x t parametresini bulup formülde yerine koyabilirsiniz.

Daha önce belirttiğim gibi, gecikme olmasını engelleme için yada minimuma indirmek için, kaçak, sızıntı endüktansı olabildiğince az olmalıdır. Genelde bu tür gate drive trafolarında izolasyon sadece emaye bobin telinin kendi izolasyonu ile sağlanır fakat ekstradan iki sarım arasına izolasyon uygulamanızın biraz daha büyük nüve seçmek dışında dezavantaj yaratacak bir tarafı yoktur. Toroid nüvelerde, sarımlar birbirine olduğunca yakın olmalıdır, bifilar ve trifilar sarım teknikleri kullanılabilir. Bu tamamen sekonderde kaç çıkışın olduğuna bağlıdır. Diğer nüvelerde ise, yine sarımlar birbirine olabildiğince yakın olmalıdır. Toroid harici nüvelerde, primer merkeze en yakın, sekonder hemen arkasında olmalıdır, eğer half bridge gibi low ve high side sarımları olacaksa, high side sarımı merkezden yani primer sarımından en uzakta olmalıdır.

b) Double Ended Transformer Coupled Gate Drive Tekniği

Half – bridge ve full – bridge gibi floating noktası barındıran topolojilerde mosfetleri sürebilmek için double ended gate trafosu dediğimiz çift sekonder çıkışlı gate drive trafoları kullanılabilmektedir.

Yukardaki devrede ise, OUTA çıkışı, ilk cycle da primer sarımına positif voltaj vermektedir. Diğer cycle da ise OUTB çıkışı, primerde bu sefer tam tersi voltaj oluşacak şekilde çıkış vermektedir. Eğer bu iki cycle da, yani bir periyot boyunca, primere gelen voltajın ortalama, DC değerini alırsak bu değerin sıfır olduğu görülür. Çünkü, her cycle boyunca birbirine ters voltajlar primerde indükleneceği için herhangi bir DC voltaj primerde oluşmayacaktır. Bu yüzden, bu tür gate drive trafolarının nüvelerinde DC voltaj oluşmadığı için DC akı da oluşmadığı gibi AC coupling kapasitörü kullanımı da ortadan kalkmaktadır.

Fakat her cycle daki primere gelen voltaj, primerde indüklenen voltaj eşit olmadığı durumda, primer sarımlarında DC voltaj oluşabilir fakat bu durum, driver entegresinin çıkış empedansları sayesinde kompanzasyonu yapılabilmektedir. Eğer daha garanti olsun derseniz yukardaki gate drive trafolarındaki gibi, primere seri Cc kapasitörü bağlayabilirsiniz.

Bu devrede ise phase shift full bridge devresinin nasıl sürülebileceğini göstermektedir. Yine PNP turn off devresi ve diğer 2 sekonder çıkışlı gate drive trafosu resimdeki gibi eklenmiştir.

Manyetik Temelleri

Konuya, üniversitede hocamın dediği sözle başlamak istiyorum. O da ” akımın olduğu yerde manyetik alan, elektriğin olduğu yerde elektrik alan, her ikisinin olduğu yerde elektromanyetik alanın olduğu” sözüdür.

Trafolar için bilmemiz gereken 2 temel prensip vardır.

1) Akım taşıyan iletken, etrafında manyetik alan yaratır.

2) Zamanla değişen manyetik alan, bobin sarımlarına dik gelicek şekilde içinden geçiyorsa, bobin etrafında voltaj indüklenir. Manyetik alanın bobin sarımlarını tam dik kesmese de olur fakat en çok voltaj indüklenmesi, manyetik alanın, bobin sarımlarına 90 derece dik olduğu zaman oluşur.

B = Manyetik akı yoğunluğu = magnetic flux density

H = Manyetik alan şiddeti = manyetik field intensity

u = Manyetik akı geçirgenliği = permeability

u, akı geçirgenliği, kullanılan nüvenin, içinde dolaşan manyetik akıya ne kadar kolaylık sağladığıdır. H ise, akımın manyetik alan oluşturmak için harcadığı çabadır diyebiliriz.

Bir nüvenin içindeki manyetik akı yönünü bulmak için, sarımları şekildeki gibi sağ el ile kavramamız gerekmektedir. Başparmağımız akı yönünü gösterecek şekilde olmalıdır. Dikkat ederseniz akım nüvenin ön tarafından arkasına doğru gittiği için baş parmak akı yönünü yukarı doğru göstermiştir. Eğer akım, nüvenin arkasından önüne doğru dolaşsaydı, o zaman sarımı arkasından sağ elimizle saracaktık, böylece başparmak alttarafı gösterecek şekilde akı yönünü bulmuş olurduk.

Yukarda ise bir transformatörün basit yapısını görmektesiniz. Burada, primere uygulanan gerilimle, leakage (sızıntı) ve mutual (ortak) akıları üretilmektedir. Gördüğünüz üzere sızıntı akısı sekondere bobininin içinden geçmediği için sekonder geriliminin oluşmasından sadece mutual, ortak akı sorumludur. Fakat sızıntı akısı çok küçük ve göz ardı edilebildiği için, primer ve sekonder gerilimleri sadece sarım sayılarına bağlı kalır.

Faraday Kanunu ve Trafo Sarım Hesabı

Faraday kanunu bu konuda bilinmesi gereken kanunların başında geliyor.

N in yanındaki phi, yani akıdır, I ise peak akımdır. N tur sayısı, L endüktansdır.

Bu kanuna göre bobin sarımları üstündeki manyetik akı eğer zamanla değişirse, yada bobinin üstünden geçen akım zamanla değişirse, bobinin üstünde voltaj indüklenecektir. Gördüğünüz üzere burada türev vardır. Türev olduğu için, e nin yani voltajın oluşabilmesi için akı (phi) ve akımın (I) zamanla değişmesi gerekmektedir. Trafonun sargılarına DC sinyali verirsek, sargılarda voltaj indüklenmez çünkü DC sinyal hep sabit olduğu için türevi 0 olacaktır. SMPS sistemlerinde ise PWM sinyalinin genliği çok yüksek frekanslarda sürekli olarak artıp azaldığı için, yani zamanla değiştiği için, o akımın türevi 0 olmayacaktır. Onun için trafonun primerine DC verip anahtarlama yaparak, sinyali zamanla değiştirirsek, türev oluşup, bobin sargılarında voltaj indüklenecektir. Aşağıda trafo ile ilgili formülleri ve ispatını bulabilirsiniz.

1. denklemde; V = voltaj, ton = us (mikro saniye), Ac = mm^2, Delta B = T ‘dır.

2. ve 3. denklemde; L = Henry, N = tur, Ac = cm^2, u (permeability) = birimsiz, lm = cm dir.

4. denklemde; N = tur, L = Henry, Ipeak = Amper, Delta B = T, Ac = cm^2 dir.

Yukarda, trafo sarımı için kullanılan diğer denklemlerin nerden geldiğini göstermeye çalıştım. Trafolarda, V ve ton değerlerini kullanan sarım sayısının kullanılmasının sebebi, primer voltajının değişebileceğinden dolayı, bu voltaja göre sarım hesabı bizi en doğru sonuca götürecektir. Primerdeki voltajı en düşük olabilecek halini ve ton zamanını max duty cycle olan 0.4T olarak aldığımız zaman, düşük primer voltajına karşı, çıkışı ton zamanı ile çıkış voltajını regüle etme şansımız olacaktır. Fakat endüktans denkleminde V ve ton u kontrol etme şansımız yoktur. L li, endüktanslı denklemler, şok bobininde, enerji depolanan bobinlerde kullanılmaktadır. Şok bobinlerinde ise, endüktans ve akımı hesaplayabildiğimiz için, aşağıdaki endüktanslı denklemler kullanılmaktadır.

Aşağıdaki formülde çok sık kullanılmaktadır.

Resimdeki en yukardaki denklem zaten daha önce gösterdiğim Faraday Kanunu idi. Burada ilk önce sinüs sinyali için yani 50 Hzlik trafolar için sarım hesabını çıkartıcam. Trafonun primerine sinüs sinyali geldiği zaman, phi akısı da ideal durumda iken sinüs şeklinde olacaktır. phi li ve sinüslü denklemin türevini aldığımız zaman bize cosinüs lü e1 denklemini verecektir. Cosinüs hariç diğer kısmına E1 dersek denklemimiz resimdeki gibi olacaktır. w yani omeganın 2 x pi x f şeklinde olduğunu biliyoruz. Buradan yine kök 2 ye böldüğümüz zaman bize RMS cinsinden AC voltajın denklemini verecektir. Peki SMPS için bu denklemi nasıl kullanırız. Kitaplarda bu denklemi anlatmamalarının sebebi sanırım biraz karışık olup, harmonik konularına girmesi. Okuduğum kadarı ile, ideal kare dalga, AC sinyalin sadece tek harmoniklerinden oluşan bir sinyal türüymüş ve böyle olunca da AC deki 4.44 ü 4 alarak SMPS ler için kullanabiliyoruz. Burada dikkat etmeniz gereken, Ac yani nüve kesit alanı, m^2 dir. Bmax da burada Tesla dır.

Son olarak sarım sayısını çekersek, asagidaki denklemleri elde ederiz.

Vp = AC sinyalde RMS, DC sinyalde zaten DC değeridir  AC RMS değeri, DC ile aynı gücü verebilen değer olduğu için sıkıntı çıkmıyor.

Ac = Nüve kesit alanı, birimi üst denklemde cm^2. Alttakinde ise, m^2 dir.

Bmax = Birimi üst denklemde Gauss (Weber/cm^2) dur. Alttakinde ise Tesla (Weber/m^2) dır.

f = Frekans, Hz.

Kf = Sinyal sabiti, AC için 4.44, kare dalga için ise 4 olarak alınır.

B-H grafiginin yukarisini kullananlar icin Bmax = Bdc + Bac olurken, push pull tarzi B-H grafigi olanlarda Bmax = Bac dir.

Akı Geçirgenliği – Permeability

Aslında permeability ur x uo ya eşit fakat mks de uo = 4 x pi x 10^-7 dir. ur ise relative permeability yani bağıl geçirgenlik diye geçer, buda nüvenin havaya göre olan geçirgenliğidir. Eğer nüve yerine hava kullanılacaksa, ur = 1 olur.

cgs ve mks sistemlerinde birimlerin nasıl değiştiğine dikkat edin. Çünkü her kitap farklı sistemi kullanabiliyor. CGS amerikada, MKS ise avrupada kullanılan birimlerdir.

MMF – Magnetomotive Force – F

F i yani mmf yi, akım için gerekli olan potansiyel V gibi düşünebilirsiniz. Manyetik devrede yani nüvenin içinde, F, akının nüve boyunca hareketini sağlayan V gibidir diyebiliriz. V ye electromotive force denilebiliyorken , F e magnetomotive force denmektedir.

Bazı kitaplar 0.4pi yi almayıp, sadece F = H x MPL = N x i olarak yazmaktadırlar. MPL nüvenin manyetik yol uzunluğudur. Yani akının uçtan uca dolaştığı mesafedir.

1 oersted birimi (1000/4pi) Amper-sarım/metre ye eşit olmaktadır. Yani 1 oersted = 80 A-turns/m dir. Buda 0.8 A-turns/cm dir. Burda sarım yerine turns kullandım.

Normaldeki denklem F = Hl = Ni idi ve bunun birimi amper-turns olarak geçer. l ise MPL dir. MPL yerine l kullanarak kısaltmak istedim. Çünkü kimi kitaplarda MPL kimilerinde l olarak geçebiliyor. H nin birimi ise ampere-turns/meter yada ampere-turns/centimeter diye geçer. Eğer yanındaki l de meter yani metre ise F ampere-turns olarak kalır.

H = Ni / l dir. Birim olarak yazacak olursak, amper-sarım/metre yada amper-sarım/santimetre dir. H ı Oe (oersted) birimine çevirmek istiyorsak, orantı yapabiliriz. 1 oersted 0.8A-turns/cm ye eşit ise, 1A-turns/cm kaç oersted a eşit olur dersek, o zaman 1.25 yada 0.4pi cevabını buluruz.

Reluctance – Relüktans

Relüktans kısaca, akının nüvenin içinde dolaşırken karşılaştığı bi nevi direnç gibidir diyebiliriz. Nasıl elektrik akımına karşı koyan direnç varsa, manyetik akıya da karşı koyan relüktanstır.

Ac, nüvenin cm^2 cinsinden kesit alanı, ur = nüvenin akı geçirgenliği, uo ise havanın akı geçirgenliğidir yani 1 dir.

Air Gap – Hava Boşluğu

Şekilde de görebileceğini üzere, nüvede hava aralığı bırakılmıştır. Hava aralığı bırakılan nüvelerin akı geçirgenliği düşer çünkü aralık demek relüktansın artması demektir. Dolayısı ile relüktans artınca, ters orantılı olan geçirgenlikte ona bağlı olarak azalacaktır.

Alttaki resimde yukardaki formülün nerden geldiğini açıklamaya çalıştım. Dikkat edin buradaki F, V = IR gibi çözülmüştür. Denklemin mantığının V = I (R1 + R2) denkleminden bi farkı yoktur.

Burada, (phi)m dediği mutual, ortak akıdır. Re gibi gözüken şey de nüvenin MPL üzerindeki relüktansıdır. Rg ise gap in, hava boşluğunun relüktansıdır. Benim l lerim bazen çok garip olabiliyor kusura bakmayın. Nüvenin relüktansı yani Re gibi gözüken şey 0  yapılmıştır çünkü hava boşluğunun relüktansı onunkinden çok çok daha fazla olacağı için 0 a götürülmüştür. Ac ise nüve kesit alanıdır. u, akı geçirgenliği ise hava da 1 olarak alınır.

Burada Rmt dediği nüvenin toplam relüktansıdır.

Buradaki denklem ise bi önceki denklemde ur nin çekilmiş halidir ve en basit şeklidir. Buraları atladım çünkü arada 4-5 adım var onun için direk sonucu göstermekte sakınca görmedim.

B nin uH a eşit olduğunu unutmayalım. Bu arada en alttaki denklem epey önemlidir diyebilirim. Nedenini az sonra açıklayacağım.

Gap için araya, kağıt, mylar bant veya cam koyabilirsiniz.

Burada ise air gap uzunluğunun dağılımını görebilirsiniz. Eğer gap A daki gibi ise yani lg/2 o zaman formülde çıkan hava aralık uzunluğunu 2 ye bölerek aralık bırakmanız gerekmektedir. B deki gibi yani ortada tek aralık varsa, direk formüldeki lg uzunluğunu almalısınız. Burdaki mantık, nüvenin manyetik yol üstünde, o kesik kesik olan çizgi üzerinde, akı sadece formülde çıkan lg uzunluğu kadar bi hava aralığı ile karşılaşmalıdır.

Yukardaki L endüktans formülü basitleştirilmiş sade halidir. Bu formülün ispatı epey uzundur. Onun için buraya koymadım. Fakat yine burada daha önceki 0.4pi muhabbetinden dolayı yani birimler değiştirildiği için burada uo 1 değil, 4pi x 10^-7 olarak alınmaktadır. ur ise nüvenin akı geçirgenliğidir. Ag nüvenin yada hava boşluğunun kesit alanıdır. lg gap uzunluğudur. N ise bildiğimiz sarım sayısıdır. L nin birimi Henry dir.

Bende excel hesaplamasında bu formülü kullanmıştım. Kitaplarda biraz daha karışık formüller var fakat bu en kullanışlı olanı diyebilirim. Bu formülün ispatı ve diğer formüller aşağıda yer almaktadır.

Yukarda numaralandırdığım denklemler iki farklı kitaptan alınmıştır. İkisi de özünde aynıdır fakat 2. denklemde Rc yani nüvenin manyetik akı relüktansı 0 olarak alınıp, denklem sadeleştirilmiştir. En yukarda koyduğum L li denklemde ise, ispatında ufak bi yanlış bulduğum için yada ben anlayamadığım için henüz koymadım. Daha sonraki zamanlarda koyabilirim.

Bmax, Bpeak, Bac ve Bdc Kavramları

Yukardaki formülden farkı, orada gauss burada tesla kullanılmıştır. 1T = 10000G olduğu için burada 10^-4 ile çarpılmıştır. Diğer fark ise akımlardır. B nin dc mi ac mi yoksa peak mi olacağını akımın durumu belirlemektedir.

Yukarda ise sadece bir nüvenin B-H grafiğini görmektesiniz. Burada Delta B dediği ripple akımının yaratmış olduğu akı değişimidir. Delta B sürekli vardır fakat az ve çok akım çekilmesinden azalıp artabilir. Bdc ise nüvenin sarımlarından, akımın DC değerinin oluşturduğu B dir. Delta B ise Bdc üzerinde salınım yapmaktadır. Bu arada Bmax ile Bpeak aynı kavramlardır.

Burada ise CCM ve DCM B-H grafik karşılaştırmaları yapılmıştır. CCM de A da, Delta I yukarda kalırken, DCM de 0 a kadar indiğine dikkat edelim. B grafiğinde akım tam 0 olmuş diyebiliriz.

Bu iki grafikte ise solda forward converter ile sağda push pull converter ın B-H grafiğini görebilirsiniz.

Tam emin olmamakla birlikte, bir convertarda B-H grafiğini ben kendi adıma söyleyecek olursam şöle çıkartıyorum. Eğer converter da nüvenin sarımlarına hep aynı yönde akım geliyorsa, o zaman o converter ın B-H grafiği forward converter daki gibi olur, fakat nüvenin sarımlarına alternans şeklinde bi yukardan bi aşağıdan zıt yönde akım geliyorsa o zaman, B-H grafiğide push-pull daki gibi olur.

Forward converterdaki gibi B-H grafiği olan topolojiler;

Buck, boost, buck-boost, forward, 2T forward, flyback, half-bridge flyback ve filtre için kullanılan çıkış şok bobinleridir.

Push-pull converterdaki gibi B-H grafiği olan topolojiler;

Push-pull, half bridge ve full bridge topolojileridir.

Mıknatıslanma Akımı ve Endüktansı

Mıknatıslanma akımı trafoların primerine paralel olarak gösterilen, mıknatıslanma endüktansının içinden geçen akımdır. Bu endüktans aşağıdaki gibi gösterilmektedir.

Yukardaki devre, primer hariç tüm sarımların açık devre yapılması ile eş değer bi devredir.

Mıknatıslanma akımı Im(t) manyetik alan şiddeti olan H(t) ile doğru orantılıdır. B-H eğrisini aşağıda görebilirsiniz.

Şekilde de görebileceğiniz üzere, mıknatıslanma akımının fazla büyük olması halinde, H(t) trafo nüvesini saturasyona sokacatır. Gereğinden fazla artan mıknatıslanma akımı, B(t) nin yani manyetik akı yoğunluğunun yatayda sabit kalması demektir. Bu da mıknatıslanma endüktansının primeri kısa devre yapması anlamına gelmektedir.

Primere uygulanan V1(t) voltajı yukardaki denklemle bulunabilir. Lm mıknatıslanma endüktansı, Im(t) ise üzerinden geçen mıknatıslanma akımıdır.

Türevi yalnız başına bırakıp integralini aldığımız zaman yukardaki denklemi buluruz. Bu denklemde bize, mıknatıslanma akımının primere uygulanan voltajın integrali ile bulunduğunu belirtmektedir. Mıknatıslanma akımına gelen primer voltajının ise, DC bileşeni olmamalıdır. Bu yüzden;

yukardaki gibi bir denklem yazılabilir. Eğer primere uygulanan voltajın DC değeri bulunursa, her periyotta mıknatıslanma akımı bir önceki periyoda göre daha fazla olacaktır. Böylelikle mıknatıslanma akımı sürekli artarak nüveyi saturasyona sokacaktır. Çünkü artan mıknatıslanma akımı artan H(t) demek olduğu için, bir süre sonra B(t) yatayda sabit kalmaya başlayacaktır. Bu da Lm endüktansının kısa devresi demektir.

Sonuç olarak, mıknatıslanma akımının her periyotta mutlaka sıfıra ulaşıp sıfırlanması gerekmektedir.

Aşağıda full bridge gibi alternans yani hem + hem de – mıknatıslanma akımına sahip bir converter devresinin mıknatıslanma akım grafiğini (üstte) ve primere gelen voltajı (altta) görmektesiniz. Alternans yapan diğer converterlara örnek olarak push pull ve half bridge gibi devreler örnek verilebilir.

Yukardaki Im(t) grafiğine bakarsanız herhangi bir DC komponenti olup olmayacağını göreceksiniz. Alttaki ve üstteki grafiklerin birbirini götürdüğünü kolaylıkla bulabilirsiniz. En sonda yer alan çizgi süre olarak 2Ts yani periyodun iki katıdır. Buda bize, periyodun iki katı sürede nüvedeki Im(t) mıknatıslanma akımının resetlendiğini, sıfırlandığını vermektedir. Alternans yapan converterlarda durum her zaman böyledir. Alternans için ise primere gelen voltajın + ve – olarak değişmesi gerekmektedir. Bu yüzden mıknatıslanma akımı rahatlıkla sıfırlanabilmektedir. Zaten primer voltajı olan alttaki grafiğin 2Ts periyodunda integralini yani üstteki ve alttaki alanların toplamını alırsanız, sıfır olduğunu göreceksiniz. Vg primer voltajıdır.

Primer voltajı olan forward converter a ait V1 grafiğine bakarsanız (üstte) üstte ve altta kalan alanlar birbirini götürmelidir. Yani en geç periyot sonunda alanların eşit olması gerekmektedir. Böylece alttaki grafikte yer alan Im mıknatıslanma akımı yine en geç periyot sonunda sıfıra ulaşması gerekmektedir. Burda periyot sonuna gelmeden mıknatıslanma akımı Im sıfıra ulaşmıştır.

Yukarda ise, forward converter gibi alternans yapmayan bir converter ın mıknatıslanma akımının grafiğini görmektesiniz. Mıknatıslanma akımı her zaman için DCM olmalıdır. Yani alternans yapmayan converterlarda mutlaka en geç periyot sonunda sıfıra inmelidir. A grafiğinde akım DCM dir ve periyot sonuna gelmeden sıfıra inmiştir bu yüzden akımın DC değeri sabittir. Bunu yine üçgenlerin alanlarını hesaplayarak bulabilirsiniz. B de ise mıknatıslanma akımının gittikçe arttığını göreceksiniz buda mıknatııslanma akımının DC değerinin arttığı anlamına gelir ki bu da saturasyon olabilir demektir. O yüzden forward converter gibi devrelerde mıknatıslanma akımını en geç periyot sonunda sıfıra çekecek düzenlemeler yapılmaktadır. Ayrıca her periyotta mıknatıslanma akımının sıfıra ulaşmas gerektiğinden dolayı, duty cycle max olarak 0.5 alınmalıdır. Biraz aralık bırakılarak 0.4 alınabilir. Böylece akımın resetlenmesi için aralık bırakılmış olur. 0.5 üstü değerlerde ise mıknatıslanma akımının resetlenmesi için yeterli zaman kalmayacaktır. 1T Flyback topolojisinde ise trafodan ziyade şok bobin tasarladığımız ve bu bobinin enerjiyi depolayıp anahtarlama komponentlerinin off kapalı olduğu durumda aktarım yaptığından dolayı ek düzeneklere ihtiyacı yoktur. 2T Flyback topolojisinde ise iki tane hızlı diyot bağlanmaktadır.

Neden Air Gap Kullanılmalıdır ?

Forward converterlar hariç (kimi zaman kullanılabiliyor), B-H grafiğinde sadece üst kısmı kullanan topolojilerde, özellikle ferrit nüvelerde hava aralığı bırakılmak zorundadır. Bunun nedeni manyetik akının residual, artık akı ve Bdc akısını taşımasından dolayıdır.

Elimizde ferrit nüve kullanan flyback devremiz olduğunu varsayalım. Bac burada yine, primer uçlarına gelen, akım değişimlerinden dolayı oluşan (AC ripple) akı türüdür. Bu tür B-H grafiğinin sadece üst kısmını kullanan topolojilerde Bresidual yani B artık akısı vardır. Üst resimde gördüğünüz üzere, gap olmadığı durumda Br fazla iken, gap olduktan sonra Br çok aşağılara düşmüştür. Nüvede ise akı, Br değeri ile grafikte gösterilmeyen Bmax değeri arasında dolaşır. Bu Bmax değeri Bdc + Bac dir. Bac ise Delta Bac nin yarısı kadardır. Gap olmayan nüvede dikkat ederseniz Br değeri nüvenin doyum, saturasyon değerine çok yakındır. Bu yüzden en ufak Bac artışında nüve saturasyona gitmektedir. Bdc ise bu Bac nin yüksekliğini belirlemektedir. Fakat gap olmayan nüvede Br çok yüksek olduğu için Bdc de onun için çok yüksek olmaktadır.

Yine üstteki grafikte gap olan nüveye bakarsanız, B-H grafiğinin sağa doğru yattığını göreceksiniz. Br değeri çok düşmüş, manyetik akı geçirgenliği etkili bi şekilde azalmıştır. Düşen Br değeri ile Bdc düşmüş fakat Bac için geniş salınım payı verilmiş olur. B grafiğine bakarsanız, nüvenin saturasyona uğraması için, H ın artık çok daha yüksek olması gerektiğini görebilirsiniz. B grafiğinde aynı Bdc ve aynı Bac kullanılmasına karşın dikkatli bakıp Br akılarını bulursanız, gap li olanda Bac salınımının daha fazla olabileceğini anlayabilirsiniz. Özellikle CCM akımları taşıyan nüvelerde, DC akımla birlikte, Bdc akısı fazla olur. Gap olmayan nüvede, manyetik akı geçirgenliği yüksek olduğu için, Bdc ve Hdc hızla artıp nüveyi saturasyona sokacaktır.

Sonuç olarak Idc akımı Bdc yi belirlerken, üzerindeki ripple Iac, Bac yi belirler. Fakat bu söylediklerim B-H grafiğinin sadece üstünü kullanan topoloji ve şok bobin filtreleri için geçerlidir. Push pull gibi alternas olan B-H grafiğinde, sadece Bac akısı vardır. Bdc, akı alternans yaptığı için 0 dır. Ayrıca Br artık akısı yoktur. Bu yüzden Delta Bac, +Bmax ile -Bmax arasında salınım yapar ve diğerindeki gibi Br ile Bmax arasında kalmaz.

Ayrıca, şok bobinlerinde ve bu tür topolojilerde, sekondere bir sonraki cycle da, zamanda aktarılacak olan enerji, nüvede hava boşluğunda saklanmaktadır.

Saturasyonun Etkileri

Örnek olarak nüvemizin saturasyona gittiğini farzedelim. Hatırlarsanız;

B = uH idi. B nin saturasyona gitmesi demek artık sabitlenmesi yada sabit olmaya çok yakın olması demektir. u ise yine nüvenin akı geçirgenliğiydi. Nüve saturasyon noktası ve ilerisinde artık sadece ve sadece H artacaktır. Örnek olarak yukardaki B-H grafiklerine bakabilirsiniz. Artan H nin, akı geçirgenliği ile ters orantılı olmak zorunda olduğunu denklemden çıkartabilirsiniz çünkü B artık sabittir. Nüvemiz saturasyona gitmiş, H artmış ve buna bağlı u ise azalmıştır.

Şimdi buradaki denkleme bakarsanız, aralık bırakılan ferrit nüvenin denklemidir. Bu nüvede de, ferrit nüvenin üzerinden Bdc + Bac geçtiğini ve aralık bırakmamıza rağmen nüvenin saturasyona gittiğini düşünelim.

Burada sabit olan değerler, N sarım sayısı, Ag kesit alanı, uo 4pi x 10^-7 dir. İki değişken vardır o da birbiri ile doğru orantılı olan ur nüve akı geçirgenliği ile L endüktansdır. Doğru orantılı olduğu için nüveden elde edilecek endüktansta beraberinde düşecektir.

Burdaki denklemde ise, N, Ag ve artık B değerimiz sabit hale gelmiştir. Değişenler ise N sabit olduğu için birbiri ile ters orantılı olan L ve I (akım) değeridir. L endüktansın azaldığını ispatlamıştık. N sabit olduğu içinde, I akımın artıp mosfetleri yakacağı artık aşikardır diyebiliriz.

Bu yüzden, nüve saturasyona girdiği zaman, mosfetler yada kullanılan anahtarlama elemanından artık daha fazla akım geçer, böylece H artmaya devam ederse, onunla birlikte L düşüp, I daha da artacağı için, anahtarlama elemanları bunu kaldıramayacaklardır.

Saturasyon durumunda, primer endüktansında Faraday Kanunu’na göre voltaj indüklenmeyecektir. Bu durumda, transistörler on olduğu zaman, DC bara gerilimi endüktans üzerinden kısa devre olabileceğinden, saturasyon durumunda transistörler zarar görmektedir.

Yukardaki denkleme bakarsanız, saturasyon anında ve sonrasında, B(t) = 0 olacağı için türevide 0 olacaktır. Bu yüzden primer üzerindeki gerilim olan ve zamanla değişen V(t) artık 0 olmaktadır. n sarım sayısı, Ac yine nüvenin kesit alanıdır. Bu formül Faraday Kanunu’nun değişik biçimde yazılmış halidir. Sadece Q = B x Ac denklemi kullanılmıştır. Q = manyetik akı, phi dir.

Voltaj ve Akım Kontrolü Nedir ?

Voltaj yada akım kontrolü seçimi aslında çok önemli çünkü geri besleme ki buda sistemin dengesini sağlayacak olan etken, bu seçime göre değişiyor. Hatta daha birçok şeyde bu seçime bağlı.

Voltaj Kontrolü

Voltaj kontrolünde, istenen çıkış voltajı ile gerçekte olan çıkış voltajı arasındaki fark, bu error diye geçer, trafonun yada şok bobininin uçları arasındaki voltajı kontrol eder.

Avantajları

Çıkış voltajını algılama olayı, sensing, daha kolaydır, Ayrıca daha az çıkış gürültüsü, daha az güç kaybı ve daha az maliyetli olabiliyor. Geri besleme de (feedback) tasarımı nispeten daha kolaydır.

Dezavantajları

Akı dengesizliği dediğimiz olay voltaj kontrollü devrelerde görülmektedir. Trafo primerinin uçlarına gelen voltaj her defasında aynı olmayabiliyor, yani voltajın peak değeri aşağı yukarı oynadığı zaman, nüvenin içinde dolaşan akı da aşağı yukarı oynayabiliyor böylece nüve kolaylıkla doyuma ulaşıyor ve bu yüzden primerdeki empedans kaybedildiği için transistörlerden çok fazla akım geçmeye başlayıp, transistörler yanabiliyor. Akı dengesizliği voltaj kontrolünde her zaman vardır ve düzeltilmesi gerekir. Voltaj kontrüllü devrelerde çıkıştaki yüklere karşı tepki süresi uzundur. Ayrıca giriş voltaj değişimlerine karşı tepkisi daha yavaştır.

Akım Kontrolü

Akım kontrolü voltaj kontrolünden sonra çıkmış olup, voltaj kontrolündeki problemleri düzeltmek amacı ile geliştirilmiştir. Akım kontrolünde, istenen çıkış voltajı ile varolan çıkış voltajı arasındaki fark, error, trafo primerindeki yada şok bobinindeki akımı kontrol etmektedir.

Avantajları

Tek pole barındırdığından dolayı, çok daha hızlı tepki süresine sahiptir. Giriş voltajı değiştiği zaman anlık olarak tepki verebilmektedir. Pole un ne olduğunu daha sonraki geri besleme konusunda anlatıcam. Cycle by cycle, yani devir devir, aşama aşama akım limitlemesi yaptığı için transient (ani ve geçici) akımlara karşı daha stabildir.

Dezavantajları

Toplam duty cycle oranı %50 den fazla ise, slope compensation dediğimiz, eğim kompanzasyonu yapılması gerekir aksi takdirde, istenmeyen osilasyonlara yol açabilmektedir. Slope compensation da, trafo primeri yada şok bobini üstündeki akımın peak değeri ile average yani ortalama değeri arasındaki farkı azaltmaya çalışmaktır. Geniş giriş voltaj aralığını sağlamak biraz güçtür. Düşük çıkış akımlarını kontrol etmek daha zordur.

Topolojiye Göre Uygun PWM Entegreler

Arkadaşlar piyasada birçok çeşit PWM entegre bulunmaktadır. Bunların şüphesiz en ünlüleri TL494 ve SG3525 dir. Fakat unutmamanız gereken bu iki entegrenin voltaj kontrollü olmasıdır. TL494 hemen hemen tablodaki tüm topolojileri desteklerken, SG3525 bildiğim kadarı ile push pull için öneriliyor. Öneriliyor diyorum çünkü kendi sitesinde bile bişi göremedim. Ben şahsen bu entegreleri önermiyorum çünkü hem voltaj kontrollüler hem de performansları akım kontrollü olanlara göre düşük. Fakat tabi uygun geri besleme ve dizaynla iyi bi sistem yapılabilir fakat akım kontrollüler kadar değil. UC3825 ise benim şu anlık en favori entegrem diyebilirim. Çünkü tablodaki tüm topolojiler için uygun ve akım kontrollü. Diğer önerebileceğim entegreler ise UC384X serisidir. Altta ekte vereceğim PDF de TI firmasının topolojiye göre uygun entegreleri yer almaktadır. Oraya bakarak da fikir sahibi olabilirsiniz.

http://uploaded.net/file/c66gif4s

Voltaj Kontrollü Entegrenin İç Yapısı

Burada göreceğini üzere, çıkıştan alınan örnek voltaj, 2.5V referans ile karşılaştırılmaktadır. Bunun çıkışında oluşan sinyal, üçgen dalga ile karşılaştırılıp PWM elde edilmektedir. Bu PWM ise mosfetin gate voltajının duty cycle ını değiştirmektedir. Isense pini olan voltaj kontrollü entegrelerde, Rsense direncinden alınan voltaj, entegrenin içinde ikinci bir error amplifier ın – pinine gelerek çıkışı yine PWM comparator un + pinine bağlanır. Bu yüzden, Rsense direncinden alınan voltaj yine PWM in duty cycle ını ayarlar.

Akım Kontrollü Entegrenin İç Yapısı

Akım kontrollü de ise, çıkıştan alınan örnek voltaj, yine 2.5V referans ile karşılaştırılır. Fakat bunun çıkışı direk olarak PWM comparator ile üçgen dalga karşılaştırılması yapılmak yerine, direk olarak Rsense direncindeki voltaj ile karşılaştırılır. Bu yüzden Rsense voltajı ve error amplifier ın çıkışı, PWM in duty cycle ını belirlemektedir. Clock sinyali sabit frekansta bir sinyaldir. Periyodu entegredeki RC osilatörünün periyodudur. SMPS çıkışı sabit olduğu zaman, error amplifier ın çıkışı 0 olur, Rsense direnci üstündeki voltajda 0 dan farklı ise, current sense comparator çıkış vericektir. Buda Latch in reset pinine giderek, Q dan PWM çıkışı elde edilecektir.

Entegre Besleme Dizaynı

Giriş voltajının 20V dan büyük olduğu yada PWM entegresi ve driver entegresinin max besleme voltajından büyük olduğu durumlarda, start-up devreleri dediğimiz, entegreleri besleyen devrelere ihtiyacımız vardır. Shunt regulator ve seri lineer regülatörlerden farkı yoktur. Amacı VCC denilen entegre beslemelerini olabildiğince stabil şekilde tutup gerektiğinde şebekeden gerektiğinde trafonun auxiliary winding dediğimiz ek sargıdan beslemektir. Besleme devresi şebekenin yada SMPS in girişinden alınacağı için, besleme devresinin voltaj değeri bu giriş değerinden yukarda alınmalıdır. Besleme, AC şebekeden 50Hz lik trafo, doğrultma ve lineer voltaj regülatör üçlüsü ile de sağlanabilir. Fakat 50Hz lik trafo hem maliyet hem de yer kaplama açısından dezavantajları vardır.

Düşük güç kayıplarının önemli olmadığı durumlarda aşağıdaki gibi basit zener shunt regülatörü kullanılabilir. Burada, başlangıç, start-up akımı sürekli olarak şebekeden çekilmektedir. Eğer PWM ve driver entegreleri için gereken akım sağlanamazsa (yaklaşık 0.5mA), SMPS hiccup mode dediğimiz bir duruma geçer. Hiccup ın türkçe karşılığı hıçkırık demektir, bu modda isminden de anlaşılacağı gibi PWM entegresi, çıkışını sürekli olarak kapatıp açmaktadır. Hiccup moddan çıkıncaya kadar bu böyle devam etmektedir. Kapatıp açma süresi bir zamanlamaya bağlıdır fakat bu zamanlama PWM entegresinin kendi içindeki bir zamanlama mı yoksa, voltajı düzgünleştirmek için kullandığımız VCC kapasitörüne mi bağlıdır orasını şu an bilmiyorum. Burada amaç ise, PWM entegresi ve driverlar için gereken minimum start-up akımını DC baradan çekip, geri kalan akımı trafonun auxiliary winding kısmından almaktır. PWM entegresinin start-up akımından az akım sağlanması hiccup moduna, start-up ile ICC akımı arası ise PWM entegresinin current foldback moduna giriş yapmasına neden olur.

Üstteki devrede, VDz yi VCC yi beslemek için kullanacağınız voltaja göre seçmelisiniz. Eğer VCC yi 12V istiyorsanız, o zaman 12V zener kullanmalısınız.

Yukardaki tablo UC3825 in datasheetinden alınmıştır. Burada gördüğünüz gibi start-up, başlangıç akımı ve ICC akımları belirtilmiştir. Start-up akımını ICC yazan yerdeki akımı baz almalısınız çünkü simülasyonda yaptığım testlerde de ilk başta entegre ICC akımını alamadığı müddetçe hiccup moda giriş yaptığı gözlemlenmiştir. Onun için, entegreyi ilk başta ICC akımı ile çalıştırmanız gerekmektedir. IDzmin akımı ise zenerin 12V da kalabilmesi için gereken minimum akım fakat bunu tabi her zaman öğrenemeyiz. Bu durumda R üzerinden geçicek akımı biraz daha yüksek alabiliriz. PWM entegresinin ise maksimum düşük voltaj eşiği ise 9.6V olarak görebilirsiniz. Bu da demek oluyor ki VCC yi min 9.6V olarak beslememiz gerekmektedir. Zener de bu durumda minimum 9.6V seçilmelidir. Tabi biraz eşik değeri bırakılarak 10V yada 12V olarak alınabilir. Entegreyi auxiliary winding kısmından beslemek için bu sarımın doğrultulmuş ve filtrelenmiş voltajı, yani düz DC voltaj değeri, soldaki DC baradan elde edilen zener voltajından daha yüksek olmalıdır ki, entegre DC baradan beslenmek yerine, auxiliary winding kısmından beslenebilsin. Eğer, zener voltajından düşük veya eşit alırsanız, entegre her zaman DC baradan beslenecektir ki bu da verimliliği azaltan bir faktördür.

Current foldback eğrisine bakarsanız, voltaj ve akım aynı anda aynı miktarda, lineer olarak azaldığını göreceksiniz.

Burada belirtilen akım değerleri ve akım değerlerinde entegrenin gireceği modlar, entegreden entegreye değişiklik gösterebilmektedir.

Off-line SMPS lerde, yani giriş kısmının AC şebekeden alındığı durumlarda, şebekeden sürekli olarak akım çekilmektedir. Bu akımda göz ardı edilemeyecek güç kayıplarını beraberinde getirebilir. Bu durumda aşağıdaki devre kullanılabilmektedir.

Yine UC3825 entegresi üzerinden gidersek, Istart akımı UC3825 in ICC akımı alınmalıdır. 22mA yada 33mA alınabilir fakat garanti olması bakımından 33mA alınması kötü olmaz. IDzmin değerini, Istart ı belirledikten sonra Q1 in Beta değerinden bulabilirsiniz. Q1 in VCEO değerinin DC baranın max değerinden büyük olması gerektiğini de unutmayın. Kapasitör yine bi önceki gibi 10uF dan büyük seçilmelidir.

Driver kullanıldığı durumlarda, driverların ICC akımları göz önüne alınarak ICC akımı hesaplanmalıdır. Driverların çekeceği ICC akımı PWM entegresinin ICC akımına eklenmelidir. Böylece trafonun ek sargısını (auxiliary winding) ve DC baradan beslenmesi için araya konulan dirençleri dizayn ederken ICC(PWM) + ICC(Driver) olarak alınmalıdır.

Kısaca, VCC nin sol tarafındaki devrede sadece entegreleri çalıştırmak için gereken akım çekilirken, auxiliary winding kısmından geri kalan akım çekilmektedir. Son olarak, zener voltajını her zaman için auxiliary winding voltajından daha düşük seçmelisiniz ki, entegreniz dediğim gibi her zaman auxiliary winding kısmından kendini besleyebilsin.

Auxiliary winding ana trafonun, primer tarafında yada çıkış tarafında olabilir fakat dikkat etmeniz gereken bu sarımın izolasyona gereksinimi olup olmayacağı ve diğer yanındaki sargıların izolasyonunu etkilemiyecek şekilde dizayn edilmesi gerektiğidir. Trafo, nüve sarım tekniklerinden nasıl dizayn edilmesi gerektiği hakkında fikir edinebilirsiniz.

MOSFET ve IGBT Temelleri

Power mosfet yani güç mosfetleri, SMPS lerde en çok kullanılan anahtarlama elemanlarıdır. BJT transistörleri anlatmama sebebim az kullanılıyor olmalarıdır. Mosfetler BJT lerden yaklaşık 10 kat daha yüksek anahtarlama yapabilme kabiliyetleri vardır ve dizaynda kullanılmaları daha kolaydır.

Mosfet voltaj kontrollü bir anahtarlama elemanıdır. Mosfeti sürebilmek için mosfetin, saturation ve cutoff yani doyum ve kesim alanlarında çalıştırılıyor olması gerekmektedir. Bunu yapabilmek için mosfetin gate-source uçları arasına yeterli miktarda voltaj uygulanmalıdır. Gate-source uçları arasındaki voltaj ile yani Vgs ile drain den geçen akım Id arasındaki ilişkiye transconductance yada iki yer arasındaki iletkenlik gibi birşeye bağlıdır diyebiliriz.

Elektronları iletme şekline göre iki tür mosfet vardır. Biri p-type yani p tipi mosfet, diğeri n-type yani n tipi mosfettir. Bu iki mosfetin arasındaki fark elektronları iletme şeklinin farklılığıdır. Çok detaya girmeden anlatılacak olursa, n-type mosfetler p-type olanlardan daha hızlıdır. Yani elektronları iletme hızı p-type olanlardan daha hızlıdır. N-type mosfetler çok daha sık kullanılmaktadır.

Birde mosfetlerin iç yapıları yine elektronları taşımak için kullandıkları metod türüne göre ikiye ayrılır. Biri enhancement mode yani artış modu, diğeri depletion type yani tüketim modu mosfetlerdir. Depletion type olanlar güç mosfeti olarak kullanılmamaktadır ve nadiren tek mosfetli düşük güç uygulamalarında kullanılmaktadır. Asıl odaklanmamız gereken n-type enhancement mode mosfetlerdir.

Farkını anlatacak olursak, enhancement mode n-type olanlarda, Vgs gerilimi 0 iken, Ids akımı da 0 olmaktadır. Fakat depletion mode n-type olanlarda ise, Vgs gerilimi 0 iken Ids akımı 0 değildir. 0 yapabilmek için Vgs ye negatif voltaj uygulamak gerekmektedir.

Yukardaki resimde n-type enhancement mode mosfetin saturation, doyum ve cutoff, kesim alanlarını görmektesiniz. Cutoff çizgisinde yani Ids akımının 0 a çok yakın olduğunu görebilirsiniz. Saturation bölgesinde ise, Vgs ye bağlı olarak Ids akımının değiştiğini anlayabilirsiniz. Eğer siz mosfetten max akım geçişi isterseniz o zaman Vgs ye  +5V ile mosfetin izin verdiği max Vgs voltajı arasında gerilim uygulayabilirsiniz. Fakat ideal olarak 5 ile 10-12V yeterlidir diyebiliriz.

Cutoff Region – Kesim Alanı

 

 

Resimdeki gibi bir mosfet ve devremiz olduğunu varsayarsak cutoff alanında iken;

1) Vgs voltajı 0 olduğundan dolayı mosfetin Ids tarafı açık devre olarak davranmaktadır. Böylece drain den source kısmına akım geçmeyecektir.

2) Vgs voltajı belli bi eşik voltajı olan Vth değerini geçmediği sürece mosfet cutoff alanında kalacaktır.

3) Ids akımı olmadığı için RL üzerinde voltaj kaybı olmayacaktır böylelikle tüm DC baradaki gerilim yani VDD, direk olarak mosfetin üzerinde kalacaktır. Mosfet seçerken dikkat etmemiz gerekende mosfetin VDS geriliminin uygulanacak DC gerilimden daha büyük olması zorunluluğudur. Ayrıca mosfetin Ids akımının da aynı şekilde en fazla geçecek olan Ids akımından daha büyük olması gerekmektedir.

Saturation Region – Doyum Alanı

 

1) Vgs voltajı Vth eşik voltajından daha büyüktür.

2) Mosfet tamamen on halinde yani Ids kısmı kısa devre halinde gibidir.

3) İdeal durumda Vds arasında mosfet doyum alanında iken voltaj kalmaz fakat Rdson direncinden dolayı Vds uçlarında voltaj elbette görülecektir. Rdson direnci mosfetin on durumunda olduğu yani Ids akımına izin verdiği durumda iken drain ve source arasında gösterdiği dirençtir. İşte bu direnç mosfetin ısınmasına yol açan dirençtir ve bu direncin küçük olduğu mosfetler seçilmesi ısıya dönüşen güç kayıplarını düşürecektir.

Mosfetin hızı işte bu saturation ve cutoff alanlarına ne kadar hızlı girebildiği ve bu alanlardan ne kadar hızlı çıkabildiğine bağlıdır.

MOSFET Giriş Empedansı ve Miller Efekti

Mosfetin giriş empedansı yani gate ucundaki empedans çok yüksek olmaktadır. Vgs 10V iken, gate akımı nanoamper civarında olabilir.

Tüm mosfetlerin içinde gate-source ve gate-drain arasında belli değerlerde kapasitans vardır. Ayrıca drain-source arası bi kapasitans bulunur. Fakat mosfetin anahtarlama hızını, performansını belirleyen gate-source ve gate-drain kapasitanslarıdır.

Bu kapasitanslar mosfetlerin datasheetlerinde yazar ve çok önemlidir diyebiliriz. Coss kapasitansı drain-source kapasitansıdır fakat direkt olarak çok fazla bi etkisi yoktur. Ciss ve Crss yani sırasıyla gate-source ve gate-drain kapasitansları daha önemlidir ve hesaplanabilir etkileri vardır. Crss kapasitansının diğer bi adı Miller kapasitansıdır.

Yukardaki grafikte mosfetin dalga formlarını görmektesiniz. Miller kapasitans etkisinden dolayı Ig akımının turn on olurken impulse olarak yani darbeli bi şekilde yüksek akım çektiğini görebilirsiniz.

Gate-source, gate-drain kapasitanslarını da kıyaslayacak olursak, gate-drain kapasitansı yani Miller kapasitansı daha önemlidir. Mosfet on olduğu zaman, yani üzerinden akım geçirmeye başladığı zaman, drain voltajı, gate kapasitansına giden akımla birlikte azalmaya başlar. Drain deki voltajın azalmasıyla birlikte C2 şarj olmaya ve C1 i şarj etmesi beklenen gate akımını da çekmeye başlar. Daha hızlı drain deki voltaj düşümü, daha hızlı ve yüksek bir şekilde gate den akım çekilmesi demektir. Turn on yani açılma sırasında, mosfetin gate empedansı çok düşer. Daha önce dediğim gibi ilk başta fazla akım çekmesinin sebebide budur.

Mosfetin iç yapısı, gate akımını limitlemektedir. Bu yüzden Miller efekti sadece turn on sırasında ve genelde yüksek voltaj uygulamalarında, turn on delay, yani mosfetin açılması sırasında bi gecikmeye yol açmaktadır. IGBT ler daha düşük miller kapasitansına sahiptir.

Gate Akımı Hesaplanması

 

C1 = Ciss ve C2 = Crss olarak datasheetlerde geçebilmektedir.

dV kısmı 10V olarak yani gate-source arasına verdiğimiz Vgs voltajıdır.

tr = trise süresi diye geçer. Yani mosfetin on oluncaya kadar ki geçen zamandır.

C1 ve C2 lerin birimi faraddır. Vcc = Vdc dir. C2 deki akım, I2, I1 den daha büyük olacağı için I1 ihmal edilebilir.

Ig = I1 + I2

MOSFET Body Diode

Mosfetlerin drain-source uçlarına paralel olacak şekilde, Drain kısmına ters polarlanmış yani reverse biased olmuş şekilde diyot bulunur. Bu diyot mosfetin uçlarında ters gerilimin oluşmasını önlemek içindir. Bu diyot normal rectifier doğrultucu diyotlardan daha hızlı olmasına rağmen schottky hızlı diyotlardan daha yavaştır.

Özellikle half ve full bridge topolojilerinde, motor drive devreleri ve endüktif yükler body diode un yavaşlığından dolayı sorun çıkartabilirler. Bu sorunu ortadan kaldırmak için drain source uçlarına paralel olacak şekilde, drain e diyotun katodu gelecek şekilde bağlanır.

Ayrıca D1 deki diyot gibi seri bi diode body diode a ters gerilim esnasında gelecek akımı önlemek için de kullanılabilir. Fakat bu diyodun da schottky diyot gibi hızlı bi diyot olması gerekmektedir.

IGBT

Yukardaki resimde solda IGBT nin iç yapısını ve sağda mosfet ile aynı şekilde eşdeğerini görmektesiniz. IGBT de yer alan BJT nin on olduğu zamanki durumu sağda mosfette sadece diyot ile gösterildiğine dikkat edin. IGBT ler hem mosfet hem de bjt transistörlerin özelliklerini barındırmaktadırlar.

IGBT lerin mosfet ve bjt lere göre üstünlüğü, on sırasında voltaj düşümünün az olması ve yüksek gate direncidir diyebiliriz. Ayrıca birden çok mosfet yada bjt kullanmak yerine tek igbt kullanılabilmektedir.

IGBT Çeşitleri

İki tane IGBT türü vardır bunlar; PT ve NPT IGBT leridir.

PT IGBT leri, iç yapısında N+ katmanı bulunduran IGBT lerdir. NPT olanlar ise bu katman bulunmaz.

NPT igbt leri daha  yüksek VCEon değerine sahiptir. PT olanlar daha yüksek anahtarlama hızına sahiptir. Fakat NPT olanlar PT olanlara göre daha sağlam yapıdadır.

Uygun IGBT Seçimi

1) Yüksek anahtarlama hızı mı yok sağlamlık, dayanıklılık mı önemli ?

2) Maksimum çalışma voltajı nedir ? IGBT max olarak VCEs değerinin %80 inin engellemelidir. Collector-emitter arası max olarak 0.8 x VCEs değeri olmalıdır.

3) PT olan mı yoksa NPT olan mı seçilmeli ? Anahtarlama yüksek hızda olacaksa PT olan daha iyi seçim olacaktır. Fakat aradığınız dayanıklılık ve kısa devreye karşı sağlamlık ise NPT daha iyi bi seçim olacaktır. Fakat SMPS lerde genelde kısa devre dayanıklılığı aranmamaktadır.

4) Akım değeri nasıl seçilmelidir ? Soft switching yani yumuşak anahtarlama olan uygulamalarda IC2 değeri esas alınabilir. Hard switching sert anahtarlamalı uygulamalarda aşağıdaki frekans akım grafiği baz alınabilir.

Quasi resonant, phase shifted full bridge vs gibi devreler soft switch diye geçerler. ZVS tekniği yani zero voltage switching, sıfır voltaj anahtarlama tekniğini kullananlar bu gruba girerler. Diğerleri hard switching olarak geçer.

Mosfetler hakkında detaylı Türkçe bilgiler bulunuyor iki farklı makale var. Mosfetlerin sürülmesi konusunu hazırlayan kişi Bülent ÜNALMIŞ Emeği geçen hazırlayn kişilere teşekkürler.

MOSFET NEDİR

MOSFET in anlamı, Metal Oksit Alan Etkili Transistör (Metal Oxide Field Effect Transistor) yada Geçidi Yalıtılmış Alan etkili Transistör (Isolated Gate Field Effect Transistor) dür. Kısaca, MOSFET, IGFET yada Surface Field Effect Transistör de denir. MOSFET, JFET’ e pek çok yönden benzerlik gösterir. JFET’ de Gate Source ters polarmalanmış bir PN oluşturmaktadır. MOSFET’ de böyle değildir. MOSFET’ de gate öyle oluşturulmuşturki drain ile source arasındaki bölge üzerine silikon dioksit ve onun üzerine de gate elektrodu (metal plaka) konularak yapılmıştır.

Böylece gate metal elektrodu ile drain ve source arasına bir yalıtkan konulmuş olur. Buradaki yalıkan silikon dioksit dir. Bütün oksitler iyi birer yalıtkandır. Hatırlarsanız, oksitlenmiş kontaklardan elektrik akımı geçmez ve biz de oksitlenmiş yerleri temizleriz. Metal oksit ve yarı iletken ile bir Gate oluşturur ve MOSFET adının oluşmasını sağlar. Bu nedenle gate gerilimine JFET’ de olduğu gibi bir sınırlandırma konulmamıştır. Tabi bu teoriktir. Gate yalıtkanı o kadar incedir ki eğer bir koruma yoksa vücudumuzdaki gerilim bile bu yalıtkanı delmeye yeter. Ayrıca bu yalıtkan yüzünden gate akımı neredeyse hiç yoktur ve giriş empedansı çok yüksektir.

Tipik olarak gate akımı 10 -14 A (0,01piko amper) ve 10-14 ohm (10.000 Giga ohm). Yukarda belirttiğim gibi gate geriliminin sınırlı olmaması ayrıca MOSFET’ de iki durumda çalışma olanağı sağlar. Bunlar “Arttırılmış – Enhancement” ve “Azaltıcı – Depletion” çalışma şekilleridir. Enhancemen tipi bir MOSFET’ in iç yapısı ve sembolleri aşağıdaki şekilde görülmektedir.

N+ nın anlamı, n katkılı bölgenin fazlaca n katkılanmış olmasıdır. Enhancement MOSFET’ lere normal olarak çalışmayan “OFF” MOSFET lerde denir.

Enhancemen MOSFET‘ ler uygun şekilde bayslanmadığı sürece üzerlerinden akım akmaz. Çünkü gate bayasının sıfır olması ile drain – source arasında iki tane arka arkaya bağlanmış PN eklemi vardır. Drain – Source voltajı ne değerde olursa olsun drain akımı akmaz. Depletion tipi bir MOSFET’ iç yapısı ve şekilleri aşağıda görülmektedir

Depletion tipi MOSFET‘ ler depletion tiplerinin tam tersidir. Bu tip MOSFET’ ler normalde “ON” tipi MOSFET’ lerdir. Gate uygun şekilde bayslanmadığı sürece akım geçirirler.

MOSFET ile ilgili hesaplamalar JFET ile büyük benzerlik gösterdiği için bu konuya girmeyeceğim. ID akımını veren formül; ID= IDSS x (1- (VGS/VT)2

Aşağıda Enhancement ve Depletion MOSFET’ lerinin karakteristikleri görülmektedir

MOSFET, girişinde hiç güç harcamadığı için ve drain – source arası tam olarak “ON” yapıldığında üzerinde çok az güç harcar. Bu nedenle içinde çok sayıda transistör olması istenen entegre devrelerin vazgeçilmez parçalarıdır. Yazımın baş taraflarında da söz ettiğim gibi MOSFET’ in gate sini oluşturan dioksit çok ince olduğundan vücut elektriğinden bile kolayca bozulabilir. Bu durumu önlemek için gate ile MOSFET’ i oluşturan alt taş (substrate) arasına bir zener diyot fabrikasyon olarak yerleştirilir. Bu zenerin iletime geçme voltajı düşük olacağına göre dışardan gelebilecek gerilimler zener üzerinden kısa devre olur. Fabrikasyon tedbirler alınmasına rağmen bu tür transistörleri taşırken dikkatli olmalı, eğer bacakları bir tel yada benzeri bir şeyle kısa devre edilmişse bunu, transistörü yerine takıdıktan sonra çıkarmalıdır.

FET Transistörün Bayaslanması

Bir bayas devresi transistörü (FET, BJT transistör vs) özel bir durum söz konusu olmadıkça AKTİF BÖLGEDE çalışmasını sağlamak için tasarlanır. BJT transistörlerde bildiğiniz gibi beyz akımı bayas devresinin hesaplanmasında önemlidir. Fakat FET transistörlerde Gate akımı (IG=0) sıfırdır. FET transistörün aktif bölgede çalışabilmesi için Gate-Source arası voltaj negatif olur. Aşağıda bir JFET transistörün self-bayas devresi görülmektedir.

——-

Yukarıdaki devrede IG akımı sıfır olduğu için ID akımı IG akımına eşit olacaktır. ID = IG RS direnci üzerinden geçen ID akımı burada Source tarafı pozitif toprak tarafı negatif olacak şekilde bir voltaj oluşturur. IG akımı sıfır olacağı için RG direnci üzerinden hiç akım geçmeyecek ve RG direnci üzerinde bir voltaj düşümü olmayacaktır. Fakat Gate-Source arasında RS direnci üzerinde görülen voltaj NEGATİF olarak görülecektir. Bu voltaj JFET transistörün bayas voltajıdır. Bu söylediklerimizi formül haline getirirsek;

Çıkış devresi için;

VDD = ID (RD + RS) + VDS
Gate – Source arası voltaj, IG = 0 olduğu için;
VGS = -ID x RS
ID akımı;
ID = IDSS (1 – (VGS / Vp)2 )

Yukarıdaki formüllerle JFET için Q çalışma noktası kolayca bulunabilir.

Şimdi JFET transistörün bayaslanmasına ilişkin birkaç örnek yapalım.

N-Kanal bir JFET için;

IDSS= 4mA
Vp=-5V.
VDD=12V
RD=4,7 Kohm
RS=470 ohm

Olarak verilmiştir. Q noktasının (ID, VDS) yerini bulunuz.

ID = IDSS (1 – (VGS / Vp)2 )

Formülüne bakacak olursak Vp voltajı VGS voltajına eşit olursa ID akımı IDSS akımına eşit olur. Yani IDSS akımı verilen –Vp değerindeki doyum akımıdır. Bizim bulacağımız ID akım değeri IDSS akımından daha küçük olmalıdır. Pratik olarak VD değeri yaklaşı olarak VDD/2 olmalı ve VGS değeri –Vp değerinin yarısı kadar olmalıdır. Buna göre VGS değerini –2V olarak seçersek;

ID= 4 (1 – (-2 / -4)2 )
ID= 4 (1 – 0,5)2
ID= 4 (0,5)2
ID= 1mA olarak bulunur.

VDS voltajı;
VDD= ID (RD + RS) + VDS
VDS= VDD – (ID (RD + RS))
VDS= 12 – (1 (4,7 + 0,47))
VDS= 12 – (1 (5,17))
VDS= 12 –5,17
VDS= 6,83V olarak bulunur.

VD voltajı;
VD= VDD – ID (RD)
VD= 12 – 1 (4.7)
VD= 12 – 4,7
VD= 7,3V olarak bulunur.

Sonuç olarak; ID=1mA, VDS=6,83V ve VD=7,3V olarak bulunur. Dikkat ederseniz RG direnci hesaplamalara girmedi. Nedeni, IG akımının sıfır olmasıdır. Bu direnç çıkışına bağlanacağı devrenin çıkış direncini etkilemeyecek büyükte seçilir.
BJT transistörlerin bayaslanmasında geçerli olan bayas kararlılığına ait kurallar FET ler için de geçerlidir. Şimdi üniversal bayas devresine sahip bir JFET devresinin çözümlemesini yapalım.

Yukarıdaki devrede VDD=20V, RG1=470K, RG2=150K, RD=3,3K, IDSS=5mA ve VGS(off)=-4V verilmiştir. VGS(off) Vp nin başka bir adlandırmasıdır. Şimdi transistörün aktif durumda çalışması için RS direncimin değerini hesaplayalım. Yani ID akımı 2,5mA olsun.

Transistörün VGG voltajı (Gate – toprak arası voltaj)

VGG= VDD RG1 / ( RG1 + RG2 )
VGG= 20 x 150 / ( 470 + 150 )
VGG= 4,84V olarak bulunur.

Bayas direçlerinin eşdeğerine RG dersek;

RG= RG1 x RG2 / ( RG1 + RG2 )
RG= 470 x 150 / ( 470 + 150 )
RG=114K olarak bulunur.

Yukarıdaki eşdeğer devreye dikkatle bakacak olursak;

VGG = VGS + ( ID x RS )
Olarak yazılabileceğini görebiliriz.

Ayrıca IDSS akımının yani en büyük akımın VGS = 0V da olduğunu ve ID akımının 0mA değerinin yani ID nin kesim değerinin –Vp voltajında olduğunu biliyoruz. O zaman VGS değerini Vp/2 olarak düşünürsek;

VGG= VGS + (ID x RS)
RS = (VGG – VGS) / ID

RS = (4,84 – (-2)) / 2,5
RS = 2,7K olarak buluruz.

Basit bir kontrol yapalım. Transistörün VGS voltajının negatif, transistörden akım geçmesi için –Vp voltajından küçük olması gerekmektedir. ID akımının IDSS akımından küçük olması gerektiğini ve 2.5 mA olarak önceden tespit etmiştik.

VS = RS x ID
VS = 2,7 x 2,5
VS = 6,75V
VGG = 4,84V idi.
VGG = VGS + ( ID x RS ) formülünü
VGG = VGS + VS olarak yazabiliriz. Buradan VGS ;
-VGS = VS – VGG
-VGS = 6,75 – 4,84
VGS = -1,91 V olduğu (yaklaşık -2V) tekrar görülür.

FET TRANSİSTÖRLÜ YÜKSELTEÇ DEVRELERİ

Aşağıdaki şekilde temel bir FET yükselteç devresi görülmektedir. Kullandığımız transistör bir JFET dir. VGG bayas kaynağı, küçük bir negatif GATE gerilimi (VGS) temin etmektedir. Transistörün Gate-Source arası VGS tarafından ters bayaslandığı için Gate akımı olmayacağından (yada ihmal edilebilir kadar küçük olacağından ) RG direnci üzerinde herhangi bir gerilim düşümü olmayacaktır. Bunun sonucu olarak VGS = VGG olacaktır.

Drain-Source besleme gerilimi VDD ve Drain direnci RD, ID Drain akımı ile Drain-Source arasındaki gerilimi (VDS) oluştururlar. Devre elemanlarının değeri, VDS > Vp olacak şekilde seçileceğinden, transistörün SABİT AKIM bölgesinde çalışması sağlanır. Burada söylediğim SABİT AKIM, transistörden ne olursa olsun hep aynı akam akar anlamında değildir. VDD besleme geriliminde olabilecek değişiklerden ID akımının etkilenmemesidir.

Devredeki sinyal kaynağına seri olarak bağlanan Ci kondansatörü Vs alternatif sinyal kaynağı ile transistörün DC olan VGS si arasında DC izolasyon yapar. Vs alternatif kaynağı devreyi şu şekilde etkiler.

Vgs = VGS + Vs

Yukarıdaki formülde görülen VGS + Vs aslında vektörel bir toplamadır (Kafanız karışmasın, şimdi açıklıyorum) . Vs alternatif sinyal kaynağıdır. Yani genliği zamana göre değişir. Bir yükselir, bir azalır. VGS ise DC bir gerilimdir. Yani sabittir. Sabit olan VGS ile değişken olan Vs yi toplarsak ortalama değeri VGS olan fakat Vs kadar bir azalan bir çoğalan Vgs yi elde ederiz. Bu gerilim transistörün Gate sine uygulandığı için Vgs geriliminin yükseldiği zamanlarda ID akımı yükselir, Vgs geriliminin azaldığı zamanlarda da ID akımı azalır. Yani ID akımı Vs nin sinyal şekline göre bir alzalır, bir yükselir. ID akımındaki bu değişiklik RD direnci üzerinde değişken bir gerilim oluşturur. Bu değişken gerilimi (RD üzerinde çıkış geriliminin hem AC hem DC bileşenleri vardır) Co kondansatörü ile devrenin dışına Vo olarak alırız. Bu bağlantı türündeki devrelerde Vo gerilimi Vi geriliminden daha fazla olduğu için devremizde bir GERİLİM KAZANCI oluşur. Örneğin bizim devremizde 0,5V luk bir Vi için 10V luk bir Vo elde edersek devrenin gerilim kazancı 20 olur.

Av = Vo / Vi
Av = 20 / 0,5
Av = 20

Grafik Çözüm;

Bir JFET devresini grafik olarak çözümlemek için VDS – ID yada DRAIN karakteristiği kullanılır. CE bağlantılı BJT transistöre çok benzer. Yukarıdaki devre için Drain devresinin DC denklemi,

VDS= VDD – ID x RD

Bu formüle aynı zamanda DC Yük Denklemi de denir.

Drain akımı ise,

ID = (VDD – VDS) / RD

Bunlar göre JFET yükseltecin grafiğini çizersek;

Yukarıdaki şekilde Yük Doğrusunun şekli , – 1/RD ile ifade edilmektedir. Bu lisede öğrendiğiniz sıkıcı grafiklerin en basitlerinden olan – 1/x aynısıdır. Eğer VGS voltajı -1V değerine ise, Q noktası şekildeki yerindedir. Q noktasının bu durumdaki karşı gelen VDS ise 25V olsun. Bu duruma sessizlik duruma denir. Şimdi Vi giriş sinyalini uyguladığımızı varsayalım. Vi sinyali yükseldiğinde negatif olan VGS bayas voltajını azaltacaktır. Örneğin VGS = 0 olsun. Yani Q noktası şekilde A noktasına kayacaktır. Buna karşı gelen VDS ise örneğin 5V olacaktır. Görüldüğü gibi Vi giriş sinyali yükseldiğinde VGS voltajı azalmakta (Vo voltajı, VDS nin değişken kısmıdır) yani Vo voltajı negatif yönde artmıştır. Vi negatif yönde arttığı zaman VGS voltajını da arttıracak başka bir değişle VGS voltajı da negatif yönde yükselecektir.

Bu durumda ID akımı da azalacağı için VDS voltajı yükselecektir. Bunu grafikte Q noktasının Yük Doğrusu üzerinde B noktasına gelmesi şeklinde görebiliriz. B noktasına karşı gelen VDS gerilimi de örneğin 45V olsun. Bu durumda giriş sinyali Vi 2V değiştiğinde çıkış sinyali 40V değişmekte ve 20 kat kazanç elde edilmektedir. Ayrıca giriş sinyali Vi ile çıkış sinyali Vo arasında 180o faz farkı olduğu görülmektedir.

Grafik çözümler, olabilecek DİSTORSİYON lar hakkında bize önemli bilgiler verir. Sinyal kesimde mi, doyumda mı rahatlıkla görebiliriz. Ayrıca JFET transistörlü yükselteçler tasarlanırken birkaç noktaya dikkat etmek gereklidir. Bilindiği gibi JFET transistörün DRAIN karakteristiğinde görülen VGS voltaj basamakları eşit aralıklarda bulunmadığından Q noktası etrafında meydana gelecek simetrik sinyal salınımı drain akımı ID ve VDS geriliminde simetrik değişimlere neden olmaz. Çünkü JFET in giriş karakteristiği ile çıkış karakteristiği arasındaki ilişki doğrusal değildir. Bu nedenle çıkış dalga şeklinde uygun bir doğrusallık elde etmek için, giriş sinyalinin genliği mümkün olduğunca küçük olmalıdır. İkinci olara, çalışma noktası PINCHOFF THRESHOLD eğrisine yakın olarak SEÇİLMEMELİDİR. Çünkü bu eğriye yakın bölgelerde, VGS eğrileri arasındaki uzaklık küçük olduğundan aşırı distorsiyon meydana gelir. Son olarak, gate bayas gerilimi çok yüksek olamamalıdır. Bu durumda küçük negatif sinyal salınımlarında bile transistör tamamen KESİM durumuna geçebilir.

FET bayas devrelerinde en çok yukarıdaki şekilde görülen yapı kullanılır. Eğer devremizin kararlılığını daha da arttırmak istersek Self Bayas yerine BJT transistörlerden de hatırlayacağınız gibi Universal bayas devresi kullanmak daha iyi olacaktır. Universal bayas devresi özelliği olarak transistörün parametrelerinde olabilecek bazı değişikliklerden bile devrenin etkilenmemesini sağlamaktadır.

MOSFET’LERİN SÜRÜLMESİ

Güç Elektroniğibunalmis bildirdi: “Mos transistorlerin giriş empedansı gerçekten çok mu büyük.Güç elektroniğinde kullanılan Moslar için; Bazı kitaplarda ve tartışmalarda “Mos transistorlerin giriş empedansı çok büyüktür” şeklinde yanlış bir ifade kullanılır.

Burada yanlış olan giriş empedans kavramının giriş direnci ile karıştırılmasından kaynaklanır. Zira empedans alternatif akıma gösterilen zorluk ikeni direnc akıma gösterilen zorluk demektir. Giriş direnci 10Mohm olan bir düzenek, pek ala 1Khz de 100Ohm gibi empedans gosterebilir. Ancak giriş direnci gerçekten de 10Mohmdur.

Bu yanılgıdan dolayı da yeni başlayanlar Mosların çok kolay sürülebileceği sonucuna varırlar.

Moslar ne zaman kolay sürülür?Bir ampullu (ıstediğiniz kadar güçlü olsun) uzun aralıklarda (1 kaç saniye gibi) yakıp söndüren bir devre yapacaksanız Mos ideal anahtar vazifesi görecektir ve çok kolay sürülür. Bunun için mosun Gate – Source uclarına eşik değerinin biraz üzerinde voltaj vermek / kesmek yeterli olacaktır ve kumanda sinyalini, gate ucuna seri 1Mohm direnç üzerinden bile verebilirsiniz.

MOSFETLER NE ZAMAN ZOR SÜRÜLÜR?

Aynı devreyi saniyede 1000 kere anahtarlamak isterseniz problem başlayacaktır. Çünkü anahtarlama frekansı artınca artık giriş direnci değil giriş empedansı ön plana çıkmıştır.

Bir mosun Gate -Source ucları 100 lerce megaohm direnç ve bu dirence paralel baglı ve değeri yaklaşık 1nF kondansator gibi modellenebilir.

Anahtarlama frekansı yüksekse bu 1nf civarındaki kondansatörün uclarındaki voltajı basit bir sürücü ile kolayca sıfıra yada eşik değerinin üstüne çekemezsiniz.

Bu iş için yüksek akıma ihtiyacınız olacaktır. Dolayısı ile Moslar giriş akımı çekmez diye bilenler bu konuyu gözardı ederler. Moslar bir güç transistörü gibi yüksek giriş akımı çeker ancak bir farkla.

Transistörler, base sürüldüğü sürece giriş akımı çekerken, Moslarda sadece bu sözü edilen kondansatör sarj olana yada dejarj olana kadar akım çeker.

Yüksek hızda sürekli olarak anahtarlanan Mosun Gate Source arasındaki bu iç kapasite sürekli şarj ve deşarj olacağından girişten akım çekilmesine neden olacaktır.

Eğer Mosu süren devre iyi yapılmamış ise G-S kapasitesi tam sarj olamayacak yada boşalamayacağından giriş voltajı ortalama bir voltaj değerinde salınacak buda Mosun anahtarlama modunda değil lineer modda çalışmasına neden olacak ve MOS da büyük güç kaybına neden olacaktır.

Kare dalga gibi bir sinyal ile mosu sürmeye kalktığınızda mosu süren devreyi şu özelliklerde tasarlamalısınız.

1. Kare dalganın inen ve çıkan kenarlarında Mosa 100ma hatta mümkünse 1A akım verebilecek yetenekte olmalı.
2. Kare dalganın genliği Eşik değerinin üstünde ancak Gate’i bozma (delme) değerinin altında olmalıdır.

Bülent ÜNALMIŞ

Marconi

Cihazda Elektromanyetik Girişim Portları

► İlginizi Çekebilir: EMO | 2. Elektromanyetik Alanlar ve Etkileri Sempozyumu

Elektromanyetik Spektrum 

Filtre Devresi Örneği

Testlerin Ana Temelleri 

Kapağı Çıkarılmış LISN Cihazı

► İlginizi Çekebilir: Elektromanyetik Sistemlerde Modülasyon Gereksinimi

Tübitak EMI – EMC Açık Saha Test Alanı

► İlginizi Çekebilir: Nikola Tesla’nın Elektromanyetik Motor Patenti 

Yansımasız Oda 

Kaynak:

► Tübitak Uluslararası Metroloji Enstitüsü
► Wikipedia
► Elektrik Mühendisleri Odası